При разработке силовых схем статических преобразователей первостепенными являются меры по защите силовых транзисторов от теплового пробоя. Поскольку полевые транзисторы MOSFET не имеют вторичного пробоя, в расчетах тепловых режимов вполне можно руководствоваться значениями максимальной температуры и максимальной рассеиваемой мощности. Полная мощность, выделяющаяся на транзисторе в режиме его переключения, определяется из выражения:

где Р п - полная рассеиваемая мощность;

Р пер - потери мощности при переключении;

Р пр - потери на активном сопротивлении канала открытого транзистора;

Pynp - потери на управление в цепи затвора;

Pyr - потери мощности за счет утечки в закрытом состоянии.

где Л Л(оп) - сопротивление транзистора в открытом состоянии (справочный параметр).

Потери проводимости Р пр являются основной составляющей потерь в полевом транзисторе. Эти потери можно вычислить, зная эффективное (действующее) значение тока стока:

Потери мощности, вызванные током утечки (P^) пренебрежимо малы (если, конечно, транзистор исправен), поэтому их вообще нет смысла учитывать. Кроме того, поскольку одно из главных преимуществ полевого транзистора - крайне малые потери в цепи его управления (Р упр), - поэтому и значение потерь на управление можно исключить из расчетов. С учетом проведенных допущений формула (2.1.7) для расчета полных потерь приобретает следующий удобный вид:

Здесь необходимо сделать некоторое уточняющее отступление и напомнить читателю, что расчет рассеиваемой мощности выполняется в целях обеспечения теплового режима силовых транзисторов. Этот расчет пригодится при проектировании охлаждающих радиаторов транзисторов (за подробностями можно обратиться к изданиям и ). Очень важный параметр, без которого не удастся спроектировать охлаждающий элемент, - это так называемое тепловое сопротивление «кристалл-корпус» R thjc транзистора. Исследования показали, что это сопротивление в значительной степени зависит от частоты переключения транзистора, а также от скважности управляющих импульсов, определяемой отношением времени открытого состояния к полному периоду коммутации. В технических условиях на транзисторы обычно приводятся так называемые нормированные переходные характеристики теплового сопротивления «кристалл-корпус» (transient thermal impedance junction-to-case). Как видно из рис. 2.1.11, вследствие инерционности тепловых процессов при больших частотах переключения и малой скважности тепловое сопротивление «кристалл-корпус» значительно снижается. В любом случае разработчику нужно произвести оценку этого сопротивления по графику, чтобы не проектировать радиатор охлаждения силовых элементов «на глазок». Читателю следует знать, что показанные на рис. 2.1.11 графики включаются в основной набор параметров, представляемых фирмами-производителями на силовую элементную базу. Если при выборе элементной базы разработчик столкнется с тем, что эти графики в документации отсутствуют, такой фирме-производителю лучше не доверять и ее продукцию не использовать в своих разработках.

С учетом графиков 2.1.11 тепловое сопротивление «кристаллкорпус» определяется по следующей формуле:

где ZjJJ, D) - переходной коэффициент сопротивления «кристаллкорпус»;

R Q {JC) - тепловое сопротивление «кристалл-корпус» в режиме больших скважностей управляющих импульсов или на постоянном токе.

На рис. 2.1.11 есть еще одна кривая, называемая single pulse (одиночный импульс). Снимается она для одиночного (неповторяющегося) импульса тока. Такой режим работы обычно используется для защитных схем и схем запуска, которые срабатывают один раз. В этом случае, как правило, тепловыделение невелико и силовому элементу радиатор не требуется.

Но вернемся к тепловым потерям. Гораздо сложнее дело обстоит с потерями переключения. Если нагрузка полевого транзистора чисто

Рис. 2.1.11. График зависимости нормированного теплового сопротивления от частоты и скважности импульсов: а - IRFP250; б - IRJL3103D1; в -FB180SA10

активная, потери на переключение невелики, и ими зачастую можно просто пренебречь. Однако активная нагрузка - случай в силовой преобразовательной технике редкий. Гораздо чаще транзисторы статических преобразователей «работают» на нагрузки с сильно выраженной реактивной (индуктивно-емкостной) составляющей, что характеризуется несовпадением максимумов токов и напряжений. Кроме того, в транзисторах, работающих в двухтактных схемах (сюда включаются полумостовые, мостовые и трехфазные схемы), возникают специфические потери обратного восстановления оппозитных диодов. Мы сразу обратимся к методикам расчета динамических потерь в двухтактных схемах, поскольку именно на их основе строится мощная преобразовательная техника.

В двухтактной схеме необходимо рассматривать влияние индуктивности L на остальные элементы схемы. Следует помнить, что реально индуктивность L - это индуктивность намагничивания первичной обмотки высокочастотного трансформатора (если проектируемое устройство - статический преобразователь для питания типовых нагрузок), или индуктивность обмотки двигателя (если разрабатывается регулируемый частотный электропривод).

Обратимся к рис. 2.1.12 и рассмотрим коммутационные процессы, происходящие в представленной типовой схеме. Первоначально (что

размыкании ключевого элемента. Понятно, что амплитуда выбросов не может стать больше напряжения питания или потенциала «земли», так как оппозитные диоды будут открываться и «разряжать» выбросы на источник питания. И все же, если энергия колебательного процесса достаточно велика, он может не закончиться к моменту следующего открытия ключевого элемента. Коммутация при протекании тока через обратный диод приведет к ситуации так называемого «тяжелого переключения», когда силовой транзистор будет кратковременно находиться в режиме «сквозных токов». Чтобы «погасить» эти выбросы, параллельно первичной обмотке трансформатора включают RC-цепь с последовательно соединенными конденсатором и резистором.

Только что мы рассмотрели так называемый «облегченный» режим работы транзистора в двухтактных схемах, когда управляющие импульсы поступают на затворы VT1 и VT2 симметрично, и в моменты начала коммутации токи через оппозитные диоды не проходят. Рассчитать мощность потерь переключения в данном случае несложно. Для каждого транзистора, работающего в полумостовой или мостовой схеме со стандартной трансформаторной нагрузкой, она может быть рассчитана по формуле

где /^ тах - максимальный ток стока.

Встречается и другой случай, когда транзисторы вынуждены работать в «тяжелом» режиме переключения. Этот случай обычно рассматривают в устройствах частотного управления двигателями, имеющими значительную индуктивность обмоток. Здесь длительность открытого состояния «верхнего» (VT1) и «нижнего» (VT2) ключевых элементов полумоста и моста могут быть неравными: в предельном случае открывающие импульсы одного из силовых ключей вообще исчезают. В случае несимметрии управляющих импульсов ток в индуктивной нагрузке не меняет своего направления, а это значит, что, например, после выключения транзистора VT2 ток i L (рис. 2.1.12 в) будет протекать через его оппозитный диод. Следовательно, выключение транзистора VT1 пройдет в режиме кратковременного короткого замыкания, так.как диод VD2 не сможет мгновенно восстановить запертое состояние. Чем дольше оппозитный диод будет задерживать восстановление запертого состояния, тем больше тепла выделится на транзисторе. Поэтому для расчета потерь переключения в «тяжелом» режиме необходимо учитывать как динамические потери переключения транзистора, так и потери на обратное восстановление оппозитных диодов. Рассчитать потери переключения здесь поможет следующая формула:

где Q rr - заряд обратного восстановления оппозитного диода (справочный параметр).

Также следует знать, что заряд обратного восстановления оппозитного диода (согласно рис. 2.1.14) незначительно зависит от прямого тока, протекающего через диод после отключения транзистора, но в значительной степени определяется величиной изменения прямого тока во времени на этапе обратного восстановления, то есть величины производной тока. На практике это означает, что замедление коммутационного процесса, вызывающего обратное восстановление, может снижать заряд, а значит, и выделяемую энергию. Следовательно, в режиме «тяжелого» переключения необходимо замедлять процесс открывания полевых транзисторов. Снизить скорость открывания может ограничение тока затвора с помощью увеличения затворного резистора, а также шунтирование переходов «сток-исток» транзисторов RC-цепями, ограничивающими скорость переключения. Правда, при этом растут коммутационные динамические потери переключения.

Рис. 2.1.14. Зависимость заряда обратного восстановления диода от скорости коммутационного процесса

Довольно часто в практике разработки статических преобразователей встречаются случаи, когда нужно коммутировать ток, значение которого выше предельного тока одиночного транзистора. И если выбрать более мощный прибор оказывается затруднительно, можно просто включить параллельно несколько приборов, рассчитанных на меньшие токи. Тогда общий ток будет равномерно распределяться по отдельным транзисторам. Для параллельного их соединения нужно иметь приборы с близкими значениями порогового напряжения. Как правило, транзисторы одного типа имеют очень близкие значения порогового напряжения, поэтому крайне нежелательно выбирать для параллельной работы транзисторы разных типономиналов. А еще лучше вообще взять транзисторы из одной производственной партии, изготовленных в единых условиях.

Чтобы обеспечить равномерный прогрев линейки транзисторов, их нужно устанавливать на общий радиатор и, по возможности, ближе друг к другу. Необходимо также помнить, что через два параллельно включенных транзистора можно пропускать в два раза больший ток, не снижая нагрузочной способности одиночных приборов, но при этом входная емкость, а значит, и заряд объединенного затвора, возрастают в два раза. Соответственно, схема управления параллельно соединенными транзисторами должна обладать возможностью обеспечить заданное время коммутации.

Но и здесь есть свои особенности, свои «хитрости». Если соединить затворы полевых транзисторов непосредственно, можно получить весьма неприятный эффект «звона» при выключении - оказывая влияние друг на друга через затворы, транзисторы будут произвольно открываться и закрываться, не подчиняясь сигналу управления. Чтобы исключить «звон», на выводы затворов рекомендуется надевать небольшие ферритовые трубочки, предотвращающие взаимное влияние затворов, как показано на рис. 2.1.15, а.

Данный способ встречается сегодня очень редко (так как технология производства ферритовых трубок достаточно сложна). Более простой и доступный схемотехнический прием показан на рис. 2.1.15, б,

Рис. 2.1.15. Параллельное включение MOSFET: а - с гасящими ферритовыми трубками; б - с затворными резисторами

заключающийся в установке в цепях каждого затвора одинаковых резисторов сопротивлением в десятки-сотни Ом. Величина затворных резисторов обычно выбирается из соотношения:

где Q g - величина заряда затвора для одного транзистора.

После этого необходимо определить величину тока, которую обеспечивает устройство управления затворами транзисторов. Этот ток определяется из условия действия напряжения U g на параллельно соединенные затворные резисторы. То есть величину R g , полученную из формулы (2.1.13), необходимо при вычислениях уменьшить во столько раз, сколько транзисторов включается параллельно.

Рис. 2.1.16. Вариант параллельного включения транзисторов MOSFET

Транзисторы VTl…VT4 установлены на общий радиатор максимально близко друг к другу, что обеспечивает их равномерный прогрев. Силовые шины, которые могут быть выполнены как печатными, так и объемными проводниками (например, медной полосой или луженым проводом), подключены к стоку и истоку всех транзисторов. Затворные резисторы Rg можно расположить над силовыми шинами. Закрепляются транзисторы на радиаторе с помощью винтов и прижимных пружин. Иногда для улучшения теплового контакта между

корпусами радиаторов используется следующая технология: транзисторы крепятся своими теплоотводящими пластинами к общей полосе из меди (или ее сплавов), а она, в свою очередь, привинчивается к радиатору, предварительно смазанному в месте контакта теплопроводящей пастой. И, конечно, следует обеспечить электрическую изоляцию отдельных групп транзисторов во избежание коротких замыканий в тех местах, где они по электрической схеме не должны существовать.

На рис. 2.1.17 приведен внешний вид варианта конструктивного узла трехфазного управляемого моста, составленного из параллельно включенных транзисторов MOSFET, а на рис. 2.1.18 - электрическая схема соединения транзисторов. Радиатор имеет сквозные каналы, через которые он принудительно продувается потоком воздуха.

Опубліковано 15.05.2014

Проектирование силовой части обычно начинают с выбора ключей. Наиболее подходящие для этого полевые MOSFET транзисторы. Выбор силовых транзисторов делается на основании данных о максимальном возможный ток и напряжение питающей сети двигателя.

Выбор силовых транзисторов

Транзисторы должны выдерживать рабочей ток с некоторым запасом. Поэтому выбирают полевые транзисторы с рабочим током в 1.2-2 раза больше максимального тока двигателя. В характеристиках полевых транзисторов может быть указано несколько значений тока для различных режимов. Иногда указывают ток, который может выдерживать кристалл Id (Silicon Limited) (он больше) и ток, ограниченный возможностями корпуса транзистора Id (Package Limited) (он меньше). например:

Кроме того, фигурирует ток для импульсного режима (Pulsed Drain Current ), который, значительно больше (в несколько раз), чем максимально возможный постоянный ток.

Надо выбирать транзисторы по постоянному току, и не обращать внимание на параметры, указанные для импульсного режима. При выборе транзистора учитывается только значение постоянного тока. В данном случае – 195А.

Если невозможно подобрать транзистор нужным рабочим током, несколько транзисторов включают параллельно.

При этом обязательно следует применять указанные на схеме резисторы. Их номинал – единицы Ом, но благодаря им соединены параллельно транзисторы открываются одновременно. Если эти резисторы не ставить, может возникнуть ситуация, когда один из транзисторов открывается, а остальные – еще нет. За это короткое время вся мощность сваливается на один транзистор и выводит его из строя. Об определении номинала этих резисторов говорится ниже. Два транзистора, включенных параллельно, выдерживают вдвое больший ток. 3 – в 3 раза больше. Но не следует злоупотреблять этим и строить ключи из большого количества мелких транзисторов.

Выбор полевых транзисторов по напряжению также выполняется с запасом как минимум в 1.3 раза. Это делается для того, чтобы избежать выхода из строя транзисторов из за скачков напряжения во время коммутаций.

Кроме указанных выше параметров, следует поинтересоваться максимальной температурой работы транзистора и будет ли он выдерживать необходимый ток при этой температуре. Одна из важнейших характеристик – это сопротивление открытого транзистора. Его значения могут достигать нескольких миллиом. На первый взгляд – очень мало, но при больших токах на нем будут выделяться значительные объемы тепла, которое придется отводить. Мощность, которая будет греть транзистор в открытом состоянии, рассчитывается по формуле:

P=Rds*Id^2

Где:
Rds – сопротивление открытого транзистора;
Ids – ток, который протекает через транзистор.

Отже, якщо транзистор irfp4468pbf має опір 2.6 мOм, то під час пропускання струму 195 А на ньому буде виділятися 98.865 Ватт тепла. У випадку мостової трьохфазної схеми у кожний момент часу відкриті тільки два ключі. Тобто, на двох відкритих транзисторах буде виділятися однакова кількість тепла (по 98.865 Вт, загалом – 197.73 Вт). Але вони працюють не весь час, а по черзі – парами, тобто кожна пара ключів працює 1/3 часу. Отже правильно сказати, що загалом на всіх ключах буде виділятися 197.73 Вт тепла, а на кожному з ключів (98.865 / 3 = 32.955 Вт). Слід забезпечити відповідне охолоджування транзисторів.

Итак, если транзистор irfp4468pbf имеет сопротивление 2.6 мOм, то при токе 195 А на нем будет выделяться 98.865 Ватт тепла. В случае мостовой трехфазной схемы в каждый момент времени открыты только два ключа. То есть, на двух открытых транзисторах будет выделяться одинаковое количество тепла (по 98.865 Вт, в общем – 197.73 Вт). Но они работают не все время, а по очереди – парами, то есть каждая пара ключей работает 1/3 времени. Так что правильно сказать, что в целом на всех ключах будет выделяться 197.73 Вт тепла, а на каждом из ключей (98.865 / 3 = 32.955 Вт). Следует обеспечить соответствующее охлаждение транзисторов.

Но есть одно “но”

Мы примерно подсчитали те тепловые потери, которые происходят за период, когда ключи полностью открыты. Однако не надо забывать, что для ключей присущи такие явления, как переходные процессы. Именно в момент переключения, когда сопротивление ключа изменяется от практически нулевого до почти бесконечности и наоборот, происходит наибольшее тепловыделение, которое значительно больше тех потерь, которые происходят при открытых ключах.

Уявімо, що ми маємо загрузку 0.55 Ом. Напруга живлячої мережі 100В. При повністю відкритих ключах отримаємо струм 100/0.55 = 181 А. Транзистор закривається і в деякий момент його опір сягає 1 Ом. У цей час через нього тече струм 100/(1+0,55)=64.5А Пам’ятаєте формулу, за якою обчислюється теплова потужність? Виходить, що в цей, дуже короткий, час теплові втрати на транзисторі (1+0.55)*(64.5^2) = 6448 Вт. Що значно більше ніж при відкритому ключі. Коли опір транзистора зросте до 100 Ом втрати будуть 99.45 Вт. Коли опір транзистора зросте до 1 КОм втрати будуть 9.98 Вт. Коли опір транзистора зросте до 10 КОм втрати будуть 0.99 Вт.

Представим, что мы имеем нагрузку 0.55 Ом. Напряжение питающей сети 100В. При полностью открытых ключах получим ток 100 / 0.55 = 181 А. Транзистор закрывается и в некоторый момент его сопротивление достигает 1 Ом. В это время через него течет ток 100 / (1 + 0,55) = 64.5А. Помните формулу, по которой вычисляется тепловая мощность? Получается, что в этот очень короткий момент тепловые потери на транзисторе (1 + 0.55) * (64.5 ^ 2) = 6448 Вт. Что значительно больше чем при открытом ключе. Когда сопротивление транзистора возрастет до 100 Ом потери будут 99.45 Вт. Когда сопротивление транзистора возрастет до 1 кОм потери будут 9.98 Вт. Когда сопротивление транзистора возрастет до 10 кОм потери будут 0.99 Вт.

Если вы создадите очень мощную систему охлаждения, а в транзисторе будет образовываться больше тепла чем он физически сможет отвести от себя (смотри: Maximum Power Dissipation ), он сгорит.

Итак, не трудно понять, чем быстрее будут переключаться ключи, тем меньше тепловые потери, и тем меньше будет температура ключей.

На скорость переключения ключей влияет: емкость затвора полевого транзистора, номинал резистора в цепи затвора, мощность драйвера ключей. От правильного выбора этих элементов зависит насколько эффективно будут работать ключи.

Иногда люди считают, что можно увеличить мощность регулятора лишь изменив ключи на более мощные. Это не совсем так. Более мощные транзисторы имеют большую емкость затвора, а это увеличивает время открывания транзистора, что влияет на их температурный режим. Такое редко случается, но у меня был случай, когда простая замена транзисторов на более мощные увеличила их температуру из за того, что время их переключения выросло. Итак, более мощные транзисторы требуют более мощных драйверов.

Драйверы MOSFET ключей

Что такое драйвер ключей и зачем он нужен? Зачем вообще нужны драйверы? Можно включать полевые транзисторы как показано на схеме:

Да, в этом случае в качестве драйверов выступают биполярные транзисторы. Это также допустимо. Есть также схемы, где в качестве верхних ключей используются транзисторы с P-каналом, в качестве нижних – с N-каналом. То есть, используется два типа транзисторов, что не всегда удобно. К тому же P-канальные транзисторы большой мощности почти невозможно найти. Обычно использование такое сочетание транзисторов с различными каналами применяют в маломощных контроллерах для упрощения схемы.

Использовать однотипные транзисторы, обычно только N-канальные, значительно удобнее, однако это требует соблюдения некоторых требований по управления верхними транзисторами моста. Напряжение на затвор транзисторов надо подавать относительно их истоков (Source). В случае нижнего ключа вопросов не возникает, его виток (Source) присоединен к земле и мы можем спокойно подавать напряжение на затвор нижнего транзистора относительно земли. В случае верхнего транзистора все несколько сложнее, поскольку напряжение на его истоке (Source) изменяется относительно земли.

Объясню. Представим, что верхний транзистор открыт, через него протекает ток. В таком состоянии на транзисторе падает достаточно малое напряжение и можно сказать, что напряжение на истоке Source верхнего транзистора практически равно напряжению питания двигателя. Кстати, чтобы удерживать верхний транзистор открытым, нужно подать на его затвор напряжение, выше напряжение на его истоке (Source), то есть – выше напряжение питания двигателя.

Если верхний транзистор закрыт, а нижний открыт, то на истоке (Source) верхнего транзистора напряжение достигает практически нулю.

Драйвер верхнего ключа обеспечивает подачу на затвор полевого транзистора необходимое напряжение относительно его истоков (Source), и обеспечивает генерацию напряжения, большей по напряжение питания двигателя для управления транзистором. Этим, и не только этим, занимаются драйверы MOSFET ключей.

Выбор драйвера и их многообразие

Многообразие драйверов достаточно велико. Нас интересуют драйверы, которые имеют два входа для верхнего и нижнего ключей (драйверы верхнего и нижнего ключей). Например: IR2101, IR2010, IR2106, IR21064, IR2181, IR2110, IR2113 и др. Надо обратить внимание на параметр Vgs ваших транзисторов. Большинство драйверов рассчитаны для Vgs=20В . Если Vgs транзисторов меньше выходное напряжение драйверов, например Vgs транзистора = 5В, то драйверы с выходным напряжением 20В выведут такие транзисторы из строя.

Большинство драйверов питаются напряжением 10-20В и поддерживают входные сигналы различных уровней -3.3В, 5В, 15В.

Существуют драйверы для трехфазных мостовых схем, например:
IR3230, IRS2334, IRS2334, IR21363, IR21364, IR21365, IR21368, IRS2336, IRS23364D, IRS2336D, IRS26310DJ, IR2130, IR2131, IR2132, IR2133, IR2135, IR2136, IRS2330, IRS2330D, IRS2332, IRS2332D, IR2233, IR2235, IR2238Q, IRS26302DJ .
Такие драйверы ключей могут стать самым подходящим вариантом. К тому же в некоторых трехфазных драйверах есть дополнительная возможность для обеспечения защиты ключей от слишком большого тока и т.п. Довольно интересная серия драйверов IRS233x (D) . Она обеспечивает широкий спектр защит, в том числе защиту от негативных скачков напряжения, защита от короткого замыкания, от перегрузки, защита от снижения напряжения в шине, от снижения напряжения питания, защита от перекрестного включения.

Один из важнейших показателей драйверов – это максимальный выходной ток. Обычно от 200мА до 4000мА. Может показаться что 4 Ампера – это слишком. Но все решает калькулятор. Как отмечалось выше скорость переключения ключей – очень важная вещь. Чем мощнее драйвер, тем меньше времени тратится на переключение ключей. Примерно рассчитать время переключения ключей можно по формуле:

ton = Qg*(Rh+R+Rg)/U

Где:
Qg – полный заряд затвора полевого транзистора;
Rh – внутреннее сопротивление драйвера. Рассчитывается как U/Imax, где U – напряжение питания драйвера, Imax – максимальной выходной ток. Обратите внимание, что максимальной выходной ток может быть различным для верхнего и нижнего транзистора;
R – сопротивление резистора в цепи затвора;
Rg – внутреннее сопротивление затвора транзистор;
U – напряжение питания драйвера.

Например, если мы используем транзистор irfp4468pbf и драйвер IR2101 с максимальным током 200мА. А в цепи затвора резистор 20 Ом, тогда время переключения транзистора:

540*(12/0.2 + 20 + 0.8)/12 = 3636 нС

Заменив драйвер на IR2010 , с максимальным током – 3А, и резистором в цепи затвора – 2ом, получим такое время переключения:

540*(12/3+2+0.8)/12 = 306 нС

То есть, с новым драйвером время переключения сократился более чем в 10 раз. Так что и тепловые потери на транзисторах значительно уменьшатся.

Расчет резисторов в цепи затвора

Я выработал для себя такое правило: сопротивление резистора в цепи затвора полевого транзистора должен быть не менее, чем внутреннее сопротивление драйвера, разделен на 3 Например, драйвер IR2101 питается напряжением 12В, максимальный ток – 0,25А. Его внутреннее сопротивление: 12В / 0,25 = 48Ом. В данном случае резистор в цепи затвора полевого транзистора должно быть больше, чем 48/3 = 16 Ом . Если время переключения транзисторов с выбранными резисторами не устраивает, следует выбрать более мощный драйвер.

Я не могу назвать эту методику идеальной, но она проверена практикой. Если кто сможет прояснить этот момент – буду благодарен.

Иногда к цепи затвора транзистора добавляют диода с резистором или без.

Поскольку во многих случаях силовые транзисторы работают с индуктивной нагрузкой, должны использоваться защитные диоды. Если их не будет, то при выключении транзистора вследствие переходных процессов на индуктивностях (обмотках двигателя) возникнет перенапряжение, что во многих случаях пробивает транзистор и выводит его из строя.

Во многих силовых транзисторах уже есть внутренние защитные диоды и нет необходимости использовать внешние диоды. Но не забудьте это проверить в документации на транзистора.

Dead-Time

Изменение состояния силовых ключей в регуляторе трехфазного бесколлекторного двигателя выполняется в следующей последовательности:

• выключаем ключ, который надо выключить;
• ждем некоторое время (Dead-Time) пока закроется транзистор (примерное время переключения транзистора мы рассчитывали ранее), и закончатся переходные процессы, связанные с коммутацией;
• включаем ключ, который надо включить.

Все драйверы верхнего и нижнего ключей имеют задержку между выходными сигналами чтобы не допустить одновременного открытия обоих транзисторов (смотри: ). Но эта задержка слишком мала. Некоторые драйверы верхнего и нижнего ключей имеют реальный Dead-Time . Но в нашем случае, это абсолютно никак не поможет, потому что если вспомнить как переключаются ключи (смотри: ), то мы увидим, что никогда не бывает такой ситуации, когда ключи одного плеча меняются состояниями. Итак, управлять Dead-Time должен микроконтроллер. Исключение может быть только в случае, когда вы используете специальной трехфазный драйвер, который управляет всеми шестью ключами и имеет реальный Dead-Time .

Датчики тока

Традиционно в качестве датчика тока используют шунт. Зная его сопротивление, измеряют на нем напряжение и вычисляют ток. Но для мощных систем использование шунта не всегда технически оправдано из за слишком больших тепловых потерь на нем. Датчики тока на эффекте Холла имеют практически нулевое сопротивление, поэтому они не греются. К тому же, как правило, питания и уровень выходного сигнала таких датчиков находятся в диапазоне 5В, что очень удобно для реализации регулятора на микроконтроллерах. В настоящее время довольно популярны датчики тока компании Allegro MicroSystems , например серии ACS71X , ACS75X .

Кроме обычного измерения уровня тока микроконтроллером, разумно создать схему аппаратной защиты от превышения критического уровня тока. Для измерения уровня тока микроконтроллер тратит некоторое время. Кроме того, ток измеряют периодически через некоторое время. Такие задержки, а также возможные программные ошибки могут создать ситуацию, когда критический ток успевает вывести из строя устройство еще до того, как придет момент следующего измерения. Схема должна отключать силовые ключи когда ток превышает критическое значение, независимо от работы микроконтроллера. Для реализации такой схемы обычно используют компаратор, на вход которого подают сигнал с датчика тока и опорный сигнал. При превышении допустимого тока компаратор срабатывает. Выход компаратора используют как дискретный сигнал в логических схемах, аварийно отключают ключи. Такая реализация имеет наименьшую задержку.

Введение

Последнее время очень широкого распространения получили полевые транзисторы, иначе называемые канальными или униполярными. Основным достоинством полевого транзистора есть высокое входное сопротивление, которое может быть таким же, как и у электронных ламп, и даже больше. В настоящее время биполярные транзисторы всё чаще и чаще вытесняются полевыми.

В данной курсовой работе были рассчитаны основные электрические параметры полевого транзистора (сопротивление полностью открытого канала, напряжение отсечки, ёмкость затвора) и определена передаточная характеристика и связанные с нею параметры (начальный ток стока, напряжение насыщения).

Расчёт параметров полевого транзистора с управляющим р-n переходом

1) Краткие теоретические сведения о полевых транзисторах с управляющим р-n переходом.

Полевым транзистором называется трехэлектродный полупроводниковый прибор, в котором ток создают основные носители заряда под действием продольного электрического поля, а управление величиной тока осуществляется поперечным электрическим полем, создаваемым напряжением, приложенным к управляющему электроду.

Удачная модель, названная плоскостным транзистором, была сделана в 1950 г. Она состояла из тонкого слоя p-типа, расположенного наподобие сандвича между двумя слоями n-типа с металлическими контактами в каждом слое. Этот прибор работал именно так, как и предсказывал Шокли. Плоскостные транзисторы стали широко использоваться вместо точечно-контактных типов, поскольку их было легче изготовлять, и они лучше работали. Раннюю идею Шокли, транзистор с полевым воздействием, долго не удавалось осуществить, поскольку среди доступных материалов не было подходящих. Работающий полевой транзистор был построен на основе кристаллов кремния, когда методы выращивания и очистки кристаллов достаточно далеко продвинулись вперед.

Подобно электронной лампе, транзисторы позволяют небольшому току, текущему в одном контуре, контролировать гораздо больший ток, текущий в другом контуре. Транзисторы быстро вытеснили радиолампы всюду, за исключением тех случаев, где требуется управлять очень большой мощностью, как, например, в радиовещании или в промышленных нагревательных радиочастотных установках. Биполярные транзисторы обычно используются там, где требуется высокая скорость, так же как и в высокочастотных установках, где нет настоятельной необходимости применять электронные лампы. Полевые транзисторы это основной тип транзисторов, используемых в электронных приборах. Его легче изготовлять, а энергии он потребляет даже меньше биполярного транзистора.

Хотя часть транзисторов еще делают из германия, большая часть их изготовляется из кремния, который более устойчив к воздействию высоких температур. С дальнейшим развитием технологии стало возможным располагать в одном кусочке кремния до миллиона транзисторов, и это число продолжает возрастать. Подобные кремниевые блоки служат основой для быстрого развития современных компьютеров, средств связи и управления.

Известно, что входное сопротивление биполярного транзистора зависит от сопротивления нагрузки каскада, сопротивления резистора в цепи эмиттера и коэффициента передачи тока базы. Порою оно бывает сравнительно небольшим, усложняя согласование каскада с источником входного сигнала. Эта проблема полностью отпадает, если использовать полевой транзистор, - его входное сопротивление достигает десятков и даже сотен мегаом.

По аналогии с биполярными полевые транзисторы бывают разной "структуры": с р-каналом и n-каналом. В отличие от биполярных они могут быть с затвором в виде p-n перехода (канальные, или униполярные, транзисторы); и с изолированным затвором (МДП-или МОП-транзисторы).

На рис.1 приведены схематическое изображение конструкции полевого транзистора и схема его включения.

полевой транзистор передаточный ток

Основой полевого транзистора служит пластина кремния (затвор), в которой имеется тонкая область, называемая каналом (рис.1, а). По одну сторону канала расположен сток, по другую - исток. При подключении к истоку транзистора плюсового, а к стоку минусового выводов батареи питания GB2 (рис.1, б) в канале возникает электрический ток. Канал в этом случае обладает максимальной проводимостью.

Стоит подключить еще один источник питания - GB1 - к выводам истока и затвора (плюсом к затвору), как канал "сужается", вызывая увеличение сопротивления в цепи сток-исток. Сразу же уменьшается ток в этой цепи. Изменением напряжения между затвором и истоком регулируют ток стока. Причем в цепи затвора тока нет, управление током стока осуществляется электрическим полем (вот почему транзистор называют полевым), создаваемым приложенным к истоку и затвору напряжением.

Сказанное относится к транзистору с р-каналом, если же транзистор с n-каналом, полярность питающего и управляющего напряжений изменяется на обратную (рис.1, в). Чаще всего можно встретить полевой транзистор в металлическом корпусе - тогда, кроме трех основных выводов, у него может быть и вывод корпуса, который при монтаже соединяют с общим проводом конструкции.

Тонкий слой полупроводника типа п (или р), ограниченный с двух сторон электронно-дырочными переходами, называется каналом. Включение канала в электрическую цепь обеспечивается с помощью двух омических электродов, один из которых (И) называется истоком, а второй (С) - стоком. Вывод, подсоединенный к областям р-типа, является управляющим электродом и называется - затвором (3). Выводы И, С и 3 соответствуют (в порядке перечисления) катоду, аноду и сетке электровакуумного триода или эмиттеру, коллектору и базе обычного биполярного транзистора.

Величина тока в канале зависит от напряжения Uс , приложенного между стоком и истоком, нагрузочного сопротивления и сопротивления полупроводниковой пластинки между стоком и истоком. При U c и R н = сonst ток в канале I с (ток стока) зависит только от эффективной площади поперечного сечения канала. Источник е зи создает отрицательное напряжение на затворе, что приводит к увеличению толщины р-п перехода и уменьшению токопроводящего сечения канала.

С уменьшением сечения канала увеличивается сопротивление между истоком и стоком и снижается величина тока I с . Уменьшение напряжения на затворе вызывает уменьшение сопротивления канала и возрастание тока Iс . Подключив последовательно с е ЗИ источник усиливаемого переменного напряжения U вх , можно изменять ток через канал по закону изменения входного напряжения. Ток стока, проходя через сопротивление нагрузки R н , создает на нем падение напряжения, изменяющееся по закону U вх . При соответствующем подборе величины R н можно добиться повышения уровня выходного напряжения по сравнению с напряжением на входе, т.е. усилить сигнал.

Полевые транзисторы с изолированным затвором имеют структуру металл-диэлектрик (окисел) - полупроводник. Поэтому их часто называют MДП - или МОП - транзисторами. Принцип работы этих приборов основан на эффекте поля в поверхностном слое полупроводника.

На рис.2 схематически показана конструкция такого транзистора. Основой прибора служит пластинка (подложка) монокристаллического кремния р-типа. Области истока и стока представляют собой участки кремния, сильно легированные примесью п -типа. Расстояние между истоком и стоком примерно 1 мкм. На этом участке расположена узкая слабо легированная полоска кремния л-типа (канал). Затвором служит металлическая пластинка, изолированная от канала слоем диэлектрика толщиной примерно 0,1 мкм. В качестве диэлектрика может использоваться выращенная при высокой температуре пленка двуокиси кремния.

В зависимости от полярности напряжения, приложенного к затвору (относительно истока), канал может обедняться или обогащаться носителями заряда (электронами). При отрицательном напряжении на затворе электроны проводимости выталкиваются из области канала в объем полупроводника подложки. При этом канал обедняется носителями заряда, что ведет к уменьшению тока в канале. Положительное напряжение на затворе способствует втягиванию электронов проводимости из подложки в канал. В этом режиме, получившем название режима обогащения, ток канала возрастает.

Таким образом, в отличие от полевого транзистора с р-п переходами транзистор с изолированным затвором может работать с нулевым, отрицательным или положительным напряжением на затворе.

На рис.3, а показан примерный вид семейства выходных (стоковых) вольтамперных характеристик полевого транзистора с р-п переходами

Пусть напряжение между затвором и истоком Uзи = 0. При увеличении положительного напряжения Uс на стоке ток Iс будет нарастать. Вначале зависимость будет почти линейной (участок ОА на рис.3, а). Однако с возрастанием Iс увеличивается падение напряжения на канале, повышается обратное смещение для р-п переходов (особенно вблизи стока), что ведет к сужению сечения токопроводящего канала и замедляет рост тока Iс . В конечном итоге у стокового конца пластинки канал сужается настолько, что дальнейшее повышение напряжения уже не приводит к росту Iс (участок АВ на рис.7.24, а). Этот режим получил название режима насыщения, а напряжение Uс, при котором происходит насыщение, называется напряжением насыщения (U c. нас.). Если снять зависимость тока Iс от напряжения Uс для ряда напряжений на затворе (U зи < 0), то получим семейство выходных характеристик полевого транзистора.

Зависимость при U c =const получила название стокозатворной характеристики (рис.3, б).

Выходные характеристики полевого транзистора с изолированным затвором имеют такой же вид, как и характеристики транзистора с р-п переходами. Различие заключается лишь в том, что транзисторы с р-п переходами могут работать только в режиме обеднения (сужения) канала, а транзисторы типа МДП (или МОП) работают как в режиме обеднения (при отрицательных напряжениях на затворе), так и в режиме обогащения (при положительных напряжениях на затворе). По этой же причине стокозатворная характеристика транзистора с изолированным затвором может захватывать область положительных напряжений между затвором и истоком.

Основными параметрами полевых транзисторов являются:

Один из параметров полевого транзистора - начальный ток стока (I с нач), т.е. ток в цепи стока при нулевом напряжении на затворе транзистора (на рис.4, а движок переменного резистора в нижнем по схеме положении) и при заданном напряжении питания.

Если плавно перемещать движок резистора вверх по схеме, то по мере роста напряжения на затворе транзистора ток стока уменьшается (рис.4, б) и при определенном для данного транзистора напряжении снизится практически до нуля. Напряжение, соответствующее этому моменту, называют напряжением отсечки (U ЗИотс).

Зависимость тока стока от напряжения на затворе достаточно близка к прямой линии. Если на ней взять произвольное приращение тока стока и поделить его на соответствующее приращение напряжения между затвором и истоком, получим третий параметр - крутизну характеристики (S). Этот параметр нетрудно определить и без снятия характеристики или поиска его в справочнике. Достаточно измерить начальный ток стока, а затем подключить между затвором и истоком, скажем, гальванический элемент напряжением 1,5 В. Вычитаете получившийся ток стока из начального и делите остаток на напряжение элемента - получите значение крутизны характеристики в миллиамперах на вольт.

Знание особенностей полевого транзистора дополнит знакомство с его стоковыми выходными характеристиками (рис.4, в). Снимают их при изменении напряжения между стоком и истоком для нескольких фиксированных напряжений на затворе. Нетрудно заметить, что до определенного напряжения между стоком и истоком выходная характеристика нелинейна, а затем в значительных пределах напряжения практически горизонтальна.

Конечно, для подачи напряжения смещения на затвор отдельный источник питания в реальных конструкциях не применяют. Смещение образуется автоматически при включении в цепь истока постоянного резистора нужного сопротивления.

Входное сопротивление R вх между затвором и истоком (определяется при максимально допустимом напряжении между этими электродами)

Выходное сопротивление (определяется в режиме насыщения)

при U зи = const.

Выходное сопротивление характеризуется тангенсом. угла наклона выходных характеристик. В рабочей области этот угол близок к нулю и, следовательно, выходное сопротивление оказывается достаточно большим (сотни килоом).

Толщина канала полевого транзистора W в рабочем состоянии зависит от ОПЗ р-п перехода и в соответствии с рис.5 равна. В свою очередь зависит от напряжения W ЗИ на р-п переходе. Используя выражение можно получить зависимость толщины канала от напряжения на затворе где - контактная разность потенциалов; - диэлектрическая проницаемость полупроводника; - диэлектрическая постоянная, ; - заряд электрона, ; N - концентрация примеси.

Для расчёта напряжения отсечки необходимо выражение приравнять к нулю, и получим

Сопротивление сток-исток при U ЗИ =0 определяется выражением, где L,d,Z -соответственно длина, толщина и ширина открытого канала;

Удельное сопротивление полупроводника п -типа электропроводности, где подвижность электронов в канале.

Этому уравнению соответствует точка насыщения ”А” на рис.3, а.

Ёмкость затвора называемая барьерной педставляет собой приращения заряда к вызвавшему это изменение приращению напряжения.

где - площадь р-п перехода.

Кроме указанных выше, полевые транзисторы характеризуются рядом других максимально допустимых параметров, определяющих предельные режимы работы прибора.

К важнейшим достоинствам полевых транзисторов следует отнести:

1. Высокое входное сопротивление, достигающее в канальных транзисторах с р-п переходами величины 10 6 - 10 а Ом, а в транзисторах с изолированным затвором 10 13 - 10 13 Ом. Такое высокое значение входного сопротивления объясняется тем, что в транзисторах с р-п переходами электронно-дырочный переход между затвором и истоком включен в обратном направлении, а в транзисторах с изолированным затвором входное сопротивление определяется очень большим сопротивлением утечки диэлектрического слоя.

2. Малый уровень собственных шумов, так как в полевых транзисторах, в отличие от биполярных, в переносе тока участвуют заряды только одного знака, что исключает появление рекомбинационного шума.

3. Высокая - устойчивость против температурных и радиоактивных воздействий.

4. Высокая плотность расположения элементов при использовании приборов в интегральных схемах.

Полевые транзисторы могут быть использованы в схемах усилителей, генераторов, переключателей. Особенно широко применяются они в малошумящих усилителях с высоким входным сопротивлением. Весьма перспективным является также использование их (с изолированным затвором) в цифровых и логических схемах.

2) Задание на расчёт

1. Структура: полевой транзистор с управляющим р - п переходом на основе кремния с каналом п - типа электропроводности и двумя затворами (рис.)

2. Геометрические размеры канала: толщина d = 1 мкм, ширина Z = 500 мкм, длина L = 25 мкм.

3. Электрические параметры: концентрация донорной примеси в канале N Д = 6 10 15 см -3 , концентрация акцепторной примеси в р - областях затворов N a = 1 10 18 см -3

ОПРЕДЕЛИТЬ

1. Основные электрические параметры: сопротивление полностью открытого канала R CИ отк, напряжение отсечки U ЗИ отс, е мкость затвора C ЗИ, максимальную частоту роботы

2. Передаточную характеристику и связанные с нею параметры: начальный ток стока I C нач, напряжение насыщения U CИ нас, крутизну характеристики передачи.

3) Порядок расчёта

1. Определяем основные электрические параметры.

2. Сопротивление полностью открытого канала при U ЗИ = 0 и U СИ = 0 Находим, используя выражение удельное сопротивление исходного материала находим по заданной концентрации донорной примеси в канале с помощью графика Рис.6

Напряжение отсечки определяем по формуле

Собственная концентрация носителей заряда. В кремния собственная концентрация носителей заряда равна. - постоянная Больцмана1,38 10 -23 Дж К -1 = 300 К - заряд електрона, = 1,6 10 -19 Кл. Тогда будет равно

Диэлектрическая проницаемость кремния =12

Ёмкость затвора рассчитаем как барьерную ёмкость р-п перехода при напряжении на затворе U зи = 0 для резкого перехода, что справедливо в случае неглубокой диффузии, когда градиент концентрации примеси в р-п переходе велик, или в случае сплавной технологии образования затвора, получаем

Максимальную (рабочую) частоту можно найти по формуле

Драйвер представляет собой усилитель мощности и предназначается для непосредственного управления силовым ключом (иногда ключами) преобразователя. Он должен усилить управляющий сигнал по мощности и напряжению и, в случае необходимости, обеспечить его потенциальный сдвиг.

При выборе драйвера необходимо согласовать его выходные параметры с входными параметрами мощного ключа (транзистор MOSFET, IGBT).

1. МДП-транзисторы и IGBT – это приборы, управляемые напряжением, однако для увеличения входного напряжения до оптимального уровня (12-15 В) необходимо обеспечить в цепи затвора соответствующий заряд.

3. Для ограничения скорости нарастания тока и уменьшения динамических помех необходимо использовать последовательные сопротивления в цепи затвора.

Драйверы для управления сложными преобразовательными схемами содержат большое количество элементов, поэтому их выпускают в виде интегральных схем. Эти микросхемы, помимо усилителей мощности, содержат также цепи преобразования уровня, вспомогательную логику, цепи задержки для формирования «мёртвого» времени, а также ряд защит, например, – от перегрузки по току и короткого замыкания, снижения напряжения питания и ряд других. Многие фирмы выпускают многочисленный функциональный ряд: драйверы нижнего ключа мостовой схемы, драйверы верхнего ключа мостовой схемы, драйверы верхнего и нижнего ключей с независимым управлением каждого из них, полумостовые драйверы, которые часто имеют только один управляющий вход и могут использоваться для симметричного закона управления, драйверы для управления всеми транзисторами мостовой схемы.

Типовая схема включения драйвера верхнего и нижнего ключей фирмы International Rectifier IR2110 с бутстрепным принципом питания приведена на рис.3.1, а. Управление обоими ключами независимое. Отличие данного драйвера от других заключается в том, что в IR2110 введена дополнительная схема преобразования уровня как в нижнем, так и верхнем каналах, позволяющая разделить по уровню питание логики микросхемы от напряжения питания драйвера. Содержится также защита от пониженного напряжения питания драйвера и высоковольтного «плавающего» источника.

Конденсаторы С D , С С предназначены для подавления высокочастотных помех по цепям питания логики и драйвера соответственно. Высоковольтный плавающий источник образован конденсатором С1 и диодом VD1 (бутстрепный источник питания).

Подключение выходов драйвера к силовым транзисторам осуществляется при помощи затворных резисторов R G1 и R G2 .

Поскольку драйвер построен на полевых элементах и суммарная мощность, расходуемая на управление, незначительна, то в качестве источника питания выходного каскада может использован конденсатор С1, подзаряжаемый от источника питания U ПИТ через высокочастотный диод VD1. Конденсатор С1 и диод VD1 в совокупности образуют высоковольтный «плавающий» источник питания, предназначенный для управления верхним транзистором VT1 стойки моста. Когда нижний транзистор VT2 проводит ток, то исток верхнего транзистора VT1 подключается к общему проводу питания, диод VD1 открывается и конденсатор С1 заряжается до напряжения U C1 =U ПИТ – U VD1 . Наоборот, когда нижний транзистор переходит в закрытое состояние и начинает открываться верхний транзистор VT1 (рис 3.1), диод VD1 оказывается подпертым обратным напряжением силового источника питания. В результате этого выходной каскад драйвера начинает питаться исключительно разрядным током конденсатора С1. Таким образом, конденсатор С1 постоянно «гуляет» между общим проводом схемы и проводом силового источника питания (точка 1).

При использовании драйвера IR2110 с бутстрепным питанием особое внимание следует обратить на выбор элементов высоковольтного «плавающего» источника. Диод VD1 должен выдерживать большое обратное напряжение (в зависимости от силового источника питания схемы), допустимый прямой ток примерно 1 А, время восстановления t rr =10-100 нс, т.е быть быстродействующим. В литературе рекомендуется диод SF28 (600 В, 2 А, 35 нс), а также диоды UF 4004…UF 4007, UF 5404…UF 5408, HER 105… HER 108, HER 205…HER 208 и другие классы “ultra - fast” .

Схема драйвера выполнена таким образом, что высокому логическому уровню сигнала на любом входе HIN и LIN соответствует такой же уровень на его выходе HO и LO (см. рис. 3.1 б, драйвер синфазный). Появление высокого уровня логического сигнала на входе SD приводит к запиранию транзисторов стойки моста.

Данную микросхему целесообразно использовать для управления ключами инвертора с ШИМ–регулированием выходного напряжения. При этом необходимо помнить, что в СУ необходимо обязательно предусмотреть временные задержки («мертвое» время) с целью предотвращения сквозных токов при коммутации транзисторов стойки моста (VT1, VT2 и VT3,VT4, рис 1.1).

Емкость С1 – это бутстрепная емкость, минимальная величина которой может рассчитываться по формуле :

где Q 3 – величина заряда затвора мощного ключа (справочная величина);

I пит – ток потребления драйвера в статическом режиме (справочная величина, обычно I пит ≈ I G c т мощного ключа);

Q 1 – циклическое изменение заряда драйвера (для 500-600 - вольтных драйверов 5 нК);

V п – напряжение питания схемы драйвера;

– падение напряжения на бутстрепном диоде VD1;

Т – период коммутации мощных ключей.

Рис.3.1. Типовая схема включения драйвера IR2110 (а) и временные диаграммы его сигналов на входах и выходах (б)

V DD – питание логики микросхемы;

V SS – общая точка логической части драйвера;

HIN, LIN – логические входные сигналы, управляющие верхним и нижним транзисторами соответственно;

SD – логический вход отключения драйвера;

V CC – напряжение питания драйвера;

COM – отрицательный полюс источника питания V CC ;

HO, LO – выходные сигналы драйвера, управляющие верхним и нижним транзисторами соответственно;

V B –напряжение питания высоковольтного «плавающего» источника;

V S – общая точка отрицательного полюса высоковольтного «плавающего» источника.

Полученное значение бутстрепной емкости необходимо увеличить в 10-15 раз (обычно С в пределах 0,1-1 мкФ). Это должна быть высокочастотная емкость с малым током утечки (в идеале – танталовая).

Резисторы R G 1 , R G 2 определяют время включения мощных транзисторов, а диоды VD G 1 и VD G 2 , шунтируя эти резисторы, уменьшают время выключения до минимальных величин. Резисторы R 1 , R 2 имеют небольшую величину (до 0,5 Ом) и выравнивают разброс омических сопротивлений вдоль общей шины управления (обязательны, если мощный ключ – параллельное соединение менее мощных транзисторов).

При выборе драйвера для мощных транзисторов необходимо учитывать:

1. Закон управления мощными транзисторами:

Для симметричного закона подходят драйверы верхнего и нижнего ключа и драйверы полумостов;

Для несимметричного закона необходимы драйверы верхнего и нижнего ключа с независимым управлением каждого мощного ключа. Для несимметричного закона не подходят драйверы с трансформаторной гальванической развязкой.

2. Параметры мощного ключа (I к или I стока).

Обычно применяют приближенный подход:

I вых др max =2 А может управлять мощным VT с током до 50 А;

I вых др max =3 А – управлять мощным VT с током до 150 А (иначе время включения и выключения значительно возрастает и увеличиваются мощностные потери на переключение), т.е. высококачественный транзистор при ошибочном выборе драйвера теряет свои основные достоинства.

3. Учет дополнительных функций.

Фирмы выпускают драйверы с многочисленными сервисными функциями:

Различные защиты мощного ключа;

Защита от понижения напряжения питания драйвера;

С встроенными бутстрепными диодами;

С регулируемым и нерегулируемым временем задержки включения мощного VT по отношению к моменту выключения другого (борьба со сквозными токами в полумосте);

Со встроенной или отсутствующей гальванической развязкой. В последнем случае на входе драйвера необходимо подключить микросхему гальванической развязки (чаще всего – высокочастотная диодная оптопара);

Синфазные или противофазные;

Питание драйверов (бутстрепный вид питания или необходимы три гальванически развязанных источника питания).

При равноценности нескольких типов драйверов следует отдать предпочтение тем, которые коммутируют ток затвора мощных транзисторов с помощью биполярных VT. Если эту функцию выполняют полевые транзисторы, то могут быть отказы в работе драйвера при определенных обстоятельствах (перегрузках) за счет триггерного эффекта «защелкивания».

После выбора типа драйвера (и его данных) необходимы мероприятия по борьбе со сквозными токами в полумосте. Стандартный способ – выключение мощного ключа мгновенно, а включение запертого – с задержкой. Для этой цели применяют диоды VD G 1 и VD G 2 , которые при закрывании VT шунтируют затворные резисторы, и процесс выключения будет быстрее, чем отпирание.

Кроме шунтирования затворных резисторов R G 1 и R G 2 с помощью диодов (VD G 1 , VD G 2 , рис.3.1) для борьбы со сквозными токами в П-схеме мощного каскада фирмы выпускают интегральные драйверы, ассиметричные по выходному току включения VT I др вых m ах вкл и выключения I др вых m ах выкл (например I др вых m ах вкл =2А, I др вых m ах выкл =3А). Этим задаются ассиметричные выходные сопротивления микросхемы, которые включены последовательно с затворными резисторами R G 1 и R G 2 .

где все величины в формулах – справочные данные конкретного драйвера.

Для симметричного (по токам) драйвера справедливо равенство

.

В структуре MOSFET транзистора присутствует три ёмкости: ёмкость затвор-исток (входная ёмкость ), ёмкость исток-сток (выходная ), затвор-сток (проходная Для транзистора IGRT соответственно , , . При подаче напряжения на затвор величиной (15-20)В начинает по экспоненте заряжаться входная ёмкость и при напряжении 8-10В в транзисторе будет появляться ток . Этот промежуток времени приводится в виде параметра задержки включения (рис. 3.2) при определённом сопротивлении в цепи затвора

При появлении в структуре VT стокового тока входная ёмкость будет заряжаться по другой экспоненте, так как на этот процесс оказывает влияние выходная ёмкость , то в конечном итоге входная ёмкость накопит заряд Q (справочная величина). Выходной ток (уменьшение напряжения на электродах исток-сток) в основном будет зависеть от процессов в цепи , без существенного влияния тока затвора.

Время разряда ёмкости так же приводится в справочных параметрах VT в виде времени включения .

При выключении транзистора вначале будет разряжаться ёмкость до величины (), затем начнёт уменьшаться ток истока до 0 (). Таким образом, от величины резистора в цепи затвора будет зависеть задержка на включение и выключение VT, а с использованием драйвера общее сопротивление в цепи затвора будет иметь две составляющие: (при несиметричном драйвера и )- const и дополнительный затворный резистор, который можно менять для регулировок задержек. На рис 3.2 представлены выше перечисленные рассуждения в виде упрощённых графиков.

Рис. 3.2. Временные диаграммы: (а)- при включении VT; (б)- при выключении VT.

В справочных данных не приводятся параметры входных и выходных ёмкостей транзистора, но из математики известно, что начальный участок экспоненты (до 0.7 ) аппроксимируется прямой, угол наклона которой прямо пропорционален RC, что позволяет производить оценочные расчёты в виде пропорций.

Итак, для предотвращения возникновения сквозных токов необходимо подобрать суммарную величину сопротивлений в цепи затвора ( , и регулирует скорость заряда затворной емкости VT), чтобы обеспечить задержку включения транзистора больше или равным времени, затрачиваемое на закрывание VT (см рис. 3.2).

(3.1)

где – время спада тока стока (справочная величина);

– время запаздывания начала выключения VT по отношению к моменту подачи на затвор запирающего напряжения. При шунтирующих затворных диодах (VD G 1 , VD G 2 , рис.3.1) скорость разряда однозначно определяется сопротивлением . Поэтому для определения решают следующую пропорцию, (пологая, что будет шунтироваться диодом VD G)

МОП (по буржуйски MOSFET ) расшифровывается как Метал-Оксид-Полупроводник из этого сокращения становится понятна структура этого транзистора.

Если на пальцах, то в нем есть полупроводниковый канал который служит как бы одной обкладкой конденсатора и вторая обкладка — металлический электрод, расположенный через тонкий слой оксида кремния, который является диэлектриком. Когда на затвор подают напряжение, то этот конденсатор заряжается, а электрическое поле затвора подтягивает к каналу заряды, в результате чего в канале возникают подвижные заряды, способные образовать электрический ток и сопротивление сток — исток резко падает. Чем выше напряжение, тем больше зарядов и ниже сопротивление, в итоге, сопротивление может снизиться до мизерных значений — сотые доли ома, а если поднимать напряжение дальше, то произойдет пробой слоя оксида и транзистору хана.

Достоинство такого транзистора, по сравнению с биполярным очевидно — на затвор надо подавать напряжение, но так как там диэлектрик, то ток будет нулевым, а значит требуемая мощность на управление этим транзистором будет мизерной , по факту он потребляет только в момент переключения, когда идет заряд и разряд конденсатора.

Недостаток же вытекает из его емкостного свойства — наличие емкости на затворе требует большого зарядного тока при открытии. В теории, равного бесконечности на бесконечно малом промежутки времени. А если ток ограничить резистором, то конденсатор будет заряжаться медленно — от постоянной времени RC цепи никуда не денешься.

МОП Транзисторы бывают P и N канальные. Принцип у них один и тот же, разница лишь в полярности носителей тока в канале. Соответственно в разном направлении управляющего напряжения и включения в цепь. Очень часто транзисторы делают в виде комплиментарных пар. То есть есть две модели с совершенно одиннаковыми характеристиками, но одна из них N, а другая P канальные. Маркировка у них, как правило, отличается на одну цифру.

У меня самыми ходовыми МОП транзисторами являются IRF630 (n канальный) и IRF9630 (p канальный) в свое время я намутил их с полтора десятка каждого вида. Обладая не сильно габаритным корпусом TO-92 этот транзистор может лихо протащить через себя до 9А. Сопротивление в открытом состоянии у него всего 0.35 Ома.
Впрочем, это довольно старый транзистор, сейчас уже есть вещи и покруче, например IRF7314 , способный протащить те же 9А, но при этом он умещается в корпус SO8 — размером с тетрадную клеточку.

Одной из проблем состыковки MOSFET транзистора и микроконтроллера (или цифровой схемы) является то, что для полноценного открытия до полного насыщения этому транзистору надо вкатить на затвор довольно больше напряжение. Обычно это около 10 вольт, а МК может выдать максимум 5.
Тут вариантов три:

Но вообще, правильней все же ставить драйвер, ведь кроме основных функций формирования управляющих сигналов он в качестве дополнительной фенечки обеспечивает и токовую защиту, защиту от пробоя, перенапряжения, оптимизирует скорость открытия на максимум, в общем, жрет свой ток не напрасно.

Выбор транзистора тоже не очень сложен, особенно если не заморачиваться на предельные режимы. В первую очередь тебя должно волновать значение тока стока — I Drain или I D выбираешь транзистор по максимальному току для твоей нагрузки, лучше с запасом процентов так на 10. Следующий важный для тебя параметр это V GS — напряжение насыщения Исток-Затвор или, проще говоря, управляющее напряжение. Иногда его пишут, но чаще приходится выглядывать из графиков. Ищешь график выходной характеристики Зависимость I D от V DS при разных значениях V GS . И прикидыываешь какой у тебя будет режим.

Вот, например, надо тебе запитать двигатель на 12 вольт, с током 8А. На драйвер пожмотился и имеешь только 5 вольтовый управляющий сигнал. Первое что пришло на ум после этой статьи — IRF630. По току подходит с запасом 9А против требуемых 8. Но глянем на выходную характеристику:

Если собираешься загнать на этот ключ ШИМ, то надо поинтересоваться временем открытия и закрытия транзистора, выбрать наибольшее и относительно времени посчитать предельную частоту на которую он способен. Зовется эта величина Switch Delay или t on ,t off , в общем, как то так. Ну, а частота это 1/t. Также не лишней будет посмотреть на емкость затвора C iss исходя из нее, а также ограничительного резистора в затворной цепи, можно рассчитать постоянную времени заряда затворной RC цепи и прикинуть быстродействие. Если постоянная времени будет больше чем период ШИМ, то транзистор будет не открыватся/закрываться, а повиснет в некотором промежуточном состоянии, так как напряжение на его затворе будет проинтегрировано этой RC цепью в постоянное напряжение.

При обращении с этими транзисторами учитывай тот факт, что статического электричества они боятся не просто сильно, а ОЧЕНЬ СИЛЬНО . Пробить затвор статическим зарядом более чем реально. Так что как купил, сразу же в фольгу и не доставай пока не будешь запаивать. Предварительно заземлись за батарею и надень шапочку из фольги:).