При розробці силових схем статичних перетворювачів першорядними є заходи захисту силових транзисторів від теплового пробою. Оскільки польові транзистори MOSFET не мають вторинного пробою, в розрахунках теплових режимів цілком можна керуватися значеннями максимальної температури і максимальної потужності, що розсіюється. Повна потужність, що виділяється на транзисторі в режимі його перемикання, визначається виразом:

де Р п - повна потужність, що розсіюється;

Р пер - втрати потужності при перемиканні;

Р пр - втрати активному опорі каналу відкритого транзистора;

Pynp - втрати на керування ланцюгом затвора;

Pyr – втрати потужності за рахунок витоку в закритому стані.

де Л Л (оп) - опір транзистора у відкритому стані (довідковий параметр).

Втрати провідності Р пр є основною складовою втрат у польовому транзисторі. Ці втрати можна обчислити, знаючи ефективне (діюче) значення струму стоку:

Втрати потужності, викликані струмом витоку (P^) зневажливо малі (якщо, звичайно, транзистор справний), тому їх взагалі немає сенсу враховувати. Крім того, оскільки одна з головних переваг польового транзистора - вкрай малі втрати в ланцюзі його управління (Р упр), - тому значення втрат на управління можна виключити з розрахунків. З урахуванням проведених припущень формула (2.1.7) для розрахунку повних втрат набуває наступного зручного вигляду:

Тут необхідно зробити деякий уточнюючий відступ і нагадати читачеві, що розрахунок потужності, що розсіюється, виконується з метою забезпечення теплового режиму силових транзисторів. Цей розрахунок стане в нагоді при проектуванні охолодних радіаторів транзисторів (за подробицями можна звернутися до видань та ). Дуже важливий параметр, без якого не вдасться спроектувати елемент, що охолоджує, - це так званий тепловий опір «кристал-корпус» R thjc транзистора. Дослідження показали, що цей опір значною мірою залежить від частоти перемикання транзистора, а також від шпаруватості керуючих імпульсів, яка визначається відношенням часу відкритого стану до повного періоду комутації. У технічних умовах транзистори зазвичай наводяться звані нормовані перехідні характеристики теплового опору «кристал-корпус» (transient thermal impedance junction-to-case). Як видно із рис. 2.1.11, внаслідок інерційності теплових процесів при великих частотах перемикання та малої шпаруватості тепловий опір «кристал-корпус» значно знижується. У будь-якому випадку розробнику потрібно провести оцінку цього опору за графіком, щоб не проектувати радіатор охолодження силових елементів «на вічко». Читачеві слід знати, що показані на рис. 2.1.11 графіки включаються до основного набору параметрів, що подаються фірмами-виробниками на силову елементну базу. Якщо при виборі елементної бази розробник зіткнеться з тим, що ці графіки в документації відсутні, такій фірмі-виробнику краще не довіряти і її не використовувати у своїх розробках.

З урахуванням графіків 2.1.11 тепловий опір «кристалкорпус» визначається за такою формулою:

де ZjJJ, D) – перехідний коефіцієнт опору «кристалкорпус»;

R Q (JC) - тепловий опір «кристал-корпус» у режимі великих шпаруватостей імпульсів, що управляють, або на постійному струмі.

На рис. 2.1.11 є ще одна крива, яка називається single pulse (одиночний імпульс). Знімається вона для одиночного (неповторного) імпульсу струму. Такий режим роботи зазвичай використовується для захисних схем та схем запуску, які спрацьовують один раз. В цьому випадку, як правило, тепловиділення невелике і силовому елементу радіатор не потрібний.

Але повернемось до теплових втрат. Набагато складніше справа з втратами перемикання. Якщо навантаження польового транзистора чисто

Мал. 2.1.11. Графік залежності нормованого теплового опору від частоти та шпаруватості імпульсів: а - IRFP250; б – IRJL3103D1; -FB180SA10

активна, втрати на перемикання невеликі, і часто можна просто знехтувати. Однак активне навантаження - випадок у силовій перетворювальній техніці рідкісний. Набагато частіше транзистори статичних перетворювачів «працюють» на навантаження з сильно вираженою реактивною (індуктивно-ємнісною) складовою, що характеризується розбіжністю максимумів струмів та напруг. Крім того, у транзисторах, що працюють у двотактних схемах (сюди включаються напівмостові, мостові та трифазні схеми), виникають специфічні втрати зворотного відновлення оппозитних діодів. Ми відразу звернемося до методик розрахунку динамічних втрат у двотактних схемах, оскільки саме на їх основі будується потужна перетворювальна техніка.

У двотактної схеми слід розглядати вплив індуктивності L інші елементи схеми. Слід пам'ятати, що реально індуктивність L - це індуктивність намагнічування первинної обмотки високочастотного трансформатора (якщо проектований пристрій - статичний перетворювач для живлення типових навантажень) або індуктивність обмотки двигуна (якщо розробляється регульований частотний електропривод).

Звернемося до рис. 2.1.12 та розглянемо комутаційні процеси, що відбуваються у представленій типовій схемі. Спочатку (що

розмикання ключового елемента. Зрозуміло, що амплітуда викидів не може стати більшою за напругу живлення або потенціалу «землі», оскільки опозитні діоди будуть відкриватися і «розряджати» викиди на джерело живлення. І все ж таки, якщо енергія коливального процесу досить велика, він може не закінчитися до моменту наступного відкриття ключового елемента. Комутація при протіканні струму через зворотний діод призведе до ситуації так званого «важкого перемикання», коли силовий транзистор короткочасно перебуватиме в режимі «наскрізних струмів». Щоб «погасити» ці викиди, паралельно до первинної обмотки трансформатора включають RC-ланцюг з послідовно з'єднаними конденсатором і резистором.

Щойно ми розглянули так званий «полегшений» режим роботи транзистора в двотактних схемах, коли керуючі імпульси надходять на затвори VT1 ​​і VT2 симетрично, і моменти початку комутації струми через оппозитні діоди не проходять. Розрахувати потужність втрат перемикання у разі нескладно. Для кожного транзистора, що працює в напівмостовій або бруківці зі стандартним трансформаторним навантаженням, вона може бути розрахована за формулою

де / ^ тах - максимальний струм стоку.

Зустрічається й інший випадок, коли транзистори змушені працювати у «важкому» режимі перемикання. Цей випадок зазвичай розглядають у пристроях частотного керування двигунами, що мають значну індуктивність обмоток. Тут тривалість відкритого стану «верхнього» (VT1) і «нижнього» (VT2) ключових елементів напівмосту і мосту можуть бути нерівними: в граничному випадку, що відкривають імпульси одного з силових ключів взагалі зникають. У разі несиметрії керуючих імпульсів струм в індуктивному навантаженні не змінює свого напрямку, а це означає, що, наприклад, після вимкнення транзистора VT2 струм i L (рис. 2.1.12 в) протікатиме через його оппозитний діод. Отже, вимкнення транзистора VT1 пройде в режимі короткочасного короткого замикання, так як діод VD2 не зможе миттєво відновити замкнений стан. Чим довше опозитний діод затримуватиме відновлення замкненого стану, тим більше тепла виділиться на транзисторі. Тому розрахунку втрат перемикання у «важкому» режимі необхідно враховувати як динамічні втрати перемикання транзистора, і втрати зворотне відновлення оппозитних діодів. Розрахувати втрати перемикання тут допоможе така формула:

де Q rr – заряд зворотного відновлення оппозитного діода (довідковий параметр).

Також слід знати, що заряд зворотного відновлення оппозитного діода (згідно з рис. 2.1.14) незначно залежить від прямого струму, що протікає через діод після відключення транзистора, але значною мірою визначається величиною зміни прямого струму в часі на етапі зворотного відновлення, тобто величини похідний струм. На практиці це означає, що уповільнення комутаційного процесу, що викликає зворотне відновлення, може знижувати заряд, а значить, і енергію, що виділяється. Отже, у режимі "важкого" перемикання необхідно уповільнювати процес відкривання польових транзисторів. Зменшити швидкість відкривання може обмеження струму затвора за допомогою збільшення резистора затвора, а також шунтування переходів «стік-виток» транзисторів RC-ланцюгами, що обмежують швидкість перемикання. Щоправда, при цьому зростають комутаційні динамічні втрати перемикання.

Мал. 2.1.14. Залежність заряду зворотного відновлення діода від швидкості комутаційного процесу

Досить часто на практиці розробки статичних перетворювачів трапляються випадки, коли потрібно комутувати струм, значення якого вище граничного струму одиночного транзистора. І якщо вибрати потужніший прилад виявляється важко, можна просто включити паралельно кілька приладів, розрахованих на менші струми. Тоді загальний струм буде рівномірно розподілятися окремими транзисторами. Для їх паралельного з'єднання потрібно мати прилади з близькими значеннями порогової напруги. Як правило, транзистори одного типу мають дуже близькі значення порогової напруги, тому вкрай небажано вибирати для паралельної роботи транзистори різних типономіналів. А ще краще узяти транзистори з однієї виробничої партії, виготовлених в єдиних умовах.

Щоб забезпечити рівномірне прогрівання лінійки транзисторів, їх потрібно встановлювати на загальний радіатор і, по можливості, ближче один до одного. Необхідно також пам'ятати, що через два паралельно включених транзистора можна пропускати вдвічі більший струм, не знижуючи здатності навантаження одиночних приладів, але при цьому вхідна ємність, а значить, і заряд об'єднаного затвора, зростають в два рази. Відповідно, схема управління паралельно з'єднаними транзисторами повинна мати можливість забезпечити заданий час комутації.

Але тут є свої особливості, свої «хитрощі». Якщо з'єднати затвори польових транзисторів безпосередньо, можна отримати дуже неприємний ефект «дзвону» при виключенні - впливаючи один на одного через затвори, транзистори будуть довільно відкриватися і закриватися, не підкоряючись сигналу управління. Щоб виключити «дзвін», на висновки затворів рекомендується надягати невеликі феритові трубочки, що запобігають взаємному впливу затворів, як показано на рис. 2.1.15 а.

Даний спосіб зустрічається сьогодні дуже рідко (оскільки технологія виробництва феритових трубок досить складна). Простіший і доступніший схемотехнічний прийом показаний на рис. 2.1.15, б,

Мал. 2.1.15. Паралельне включення MOSFET: а - з ферритовими трубками, що гасять; б - із затворними резисторами

що полягає в установці в ланцюгах кожного затвора однакових резисторів опором десятки-сотні Ом. Величина затворних резисторів зазвичай вибирається із співвідношення:

де Q g – величина заряду затвора для одного транзистора.

Після цього необхідно визначити величину струму, що забезпечує пристрій управління затворами транзисторів. Цей струм визначається з умови дії напруги U g на паралельно з'єднані резистори затвора. Тобто величину R g отриману з формули (2.1.13), необхідно при обчисленнях зменшити в стільки разів, скільки транзисторів включається паралельно.

Мал. 2.1.16. Варіант паралельного увімкнення транзисторів MOSFET

Транзистори VTl…VT4 встановлені на загальний радіатор максимально близько один до одного, що забезпечує їх рівномірне прогрівання. Силові шини, які можуть бути виконані як друкованими, так і об'ємними провідниками (наприклад, мідною смугою або лудженим дротом), підключені до стоку та початку всіх транзисторів. Затворні резистори Rg можна розташувати над силовими шинами. Закріплюються транзистори на радіаторі за допомогою гвинтів та пріжин. Іноді для покращення теплового контакту між

Корпусами радіаторів використовується наступна технологія: транзистори кріпляться своїми тепловідвідними пластинами до загальної смуги з міді (або її сплавів), а вона, у свою чергу, пригвинчується до радіатора, попередньо змащеного в місці контакту пастою теплопровідною. І, звичайно, слід забезпечити електричну ізоляцію окремих груп транзисторів, щоб уникнути коротких замикань у тих місцях, де вони за електричною схемою не повинні існувати.

На рис. 2.1.17 наведено зовнішній вигляд варіанта конструктивного вузла трифазного керованого моста, що складається з паралельно включених транзисторів MOSFET, а на рис. 2.1.18 – електрична схема з'єднання транзисторів. Радіатор має наскрізні канали, якими він примусово продувається потоком повітря.

Опубликовано 15.05.2014

Проектування силової частини зазвичай починають із вибору ключів. Найбільш придатні для цього польові транзистори MOSFET. Вибір силових транзисторів робиться на підставі даних про максимальний можливий струм і напругу мережі живлення двигуна.

Вибір силових транзисторів

Транзистори повинні витримувати робочий струм із деяким запасом. Тому вибирають польові транзистори з робочим струмом в 1.2-2 рази більше за максимальний струм двигуна. У характеристиках польових транзисторів може бути зазначено кілька значень струму різних режимів. Іноді вказують струм, який може витримувати кристал Id (Silicon Limited)(він більше) та струм, обмежений можливостями корпусу транзистора Id (Package Limited)(Він менше). наприклад:

Крім того, фігурує струм для імпульсного режиму ( Pulsed Drain Current), який значно більше (у кілька разів), ніж максимально можливий постійний струм.

Потрібно вибирати транзистори по постійному струму, і не звертати уваги на параметри, вказані для імпульсного режиму. При виборі транзистора враховується лише значення постійного струму. У разі – 195А.

Якщо транзистор неможливо підібрати потрібним робочим струмом, кілька транзисторів включають паралельно.

При цьому обов'язково слід застосовувати зазначені на схемі резистори. Їх номінал – одиниці Ом, але завдяки їм з'єднані паралельно транзистори відкриваються одночасно. Якщо ці резистори не ставити, може виникнути ситуація, коли один із транзисторів відкривається, а решта – ще ні. За цей короткий час вся потужність звалюється на один транзистор і виводить його з ладу. Про визначення номіналу цих резисторів йдеться нижче. Два транзистори, включених паралельно, витримують удвічі більший струм. 3 – у 3 рази більше. Але не слід зловживати цим та будувати ключі з великої кількості дрібних транзисторів.

Вибір польових транзисторів за напругою також виконується із запасом щонайменше в 1.3 рази. Це робиться для того, щоб уникнути виходу з ладу транзисторів через стрибки напруги під час комутацій.

Крім зазначених вище параметрів, слід поцікавитися максимальною температурою роботи транзистора і чи витримуватиме він необхідний струм при цій температурі. Одна з найважливіших характеристик – опір відкритого транзистора. Його значення можуть досягати кількох міліом. На перший погляд дуже мало, але при великих струмах на ньому виділятимуться значні обсяги тепла, яке доведеться відводити. Потужність, яка грітиме транзистор у відкритому стані, розраховується за такою формулою:

P=Rds*Id^2

Де:
Rds- Опір відкритого транзистора;
Ids- Струм, який протікає через транзистор.

Отже, якщо транзистор irfp4468pbfмає опір 2.6 мOм, то під час пропускання току 195 А на ньому буде виділятися 98.865 Ватт тепла. У разі мостової трифазної схеми в кожний момент часу відкриті тільки два ключі. Тобто на двох відкритих транзисторах буде виділятися однакова кількість тепла (по 98.865 Вт, загалом – 197.73 Вт). Але вони працюють не всю годину, а по черзі – парами, тобто кожна пара ключів працює 1/3 години. Отже правильно сказати, що загалом на всіх ключах буде виділятися 197.73 Вт тепла, а на кожному з ключів (98.865/3 = 32.955 Вт). Слід забезпечити відповідне охолоджування транзисторів.

Отже, якщо транзистор irfp4468pbfмає опір 2.6 мOм, то при струмі 195 А на ньому виділятиметься 98.865 Ватт тепла. У разі бруківки трифазної схеми в кожен момент часу відкриті тільки два ключі. Тобто, на двох відкритих транзисторах виділятиметься однакова кількість тепла (по 98.865 Вт, загалом – 197.73 Вт). Але вони працюють не весь час, а по черзі парами, тобто кожна пара ключів працює 1/3 часу. Так що правильно сказати, що загалом на всіх ключах виділятиметься 197.73 Вт тепла, а на кожному з ключів (98.865/3 = 32.955 Вт). Слід забезпечити відповідне охолодження транзисторів.

Але є одне але"

Ми приблизно підрахували ті теплові втрати, які відбуваються у період, коли ключі повністю відкриті. Однак не слід забувати, що для ключів притаманні такі явища, як перехідні процеси. Саме в момент перемикання, коли опір ключа змінюється від практично нульового до майже нескінченності і навпаки, відбувається найбільше тепловиділення, яке значно більше від втрат, які відбуваються при відкритих ключах.

Уявимо, що ми маємо завантаження 0.55 Ом. Напруга живлячої мережі 100В. При повністю відкритих ключах отримаємо струм 100/0.55 = 181 А. Транзистор закривається і в певний момент його опір сягає 1 Ом. У цей час через нього тече струм 100/(1+0,55)=64.5А Пам'ятаєте формулу, за якою обчислюється теплова потужність? Виходить, що в цей, дуже короткий час теплові втрати на транзисторі (1+0.55)*(64.5^2) = 6448 Вт. Що значно більше, ніж при відкритому ключі. Коли опір транзистора зросте до 100 Ом втрати будуть 99.45 Вт. Коли опір транзистора зросте до 1 кім втрати будуть 9.98 Вт. Коли опір транзистора зросте до 10 КОм втрати будуть 0.99 Вт.

Припустимо, що ми маємо навантаження 0.55 Ом. Напруга мережі живлення 100В. При повністю відкритих ключах отримаємо струм 100/0,55 = 181 А. Транзистор закривається і в деякий момент його опір досягає 1 Ом. У цей час через нього тече струм 100/(1+0,55) = 64.5А. Помнете формулу, за якою обчислюється теплова потужність? Виходить, що в цей дуже короткий момент теплові втрати на транзисторі (1+0.55)*(64.5^2) = 6448 Вт. Що значно більше, ніж при відкритому ключі. Коли опір транзистора зросте до 100 Ом, втрати будуть 99.45 Вт. Коли опір транзистора зросте до 1 ком втрати будуть 9.98 Вт. Коли опір транзистора зросте до 10 ком втрати будуть 0.99 Вт.

Якщо ви створите дуже потужну систему охолодження, а в транзисторі утворюватиметься більше тепла, ніж він фізично зможе відвести від себе (дивись: Maximum Power Dissipation), він згорить.

Отже, не важко зрозуміти, чим швидше перемикатимуться ключі, тим менші теплові втрати, і тим меншою буде температура ключів.

На швидкість перемикання ключів впливає: ємність затвора польового транзистора, номінал резистора ланцюга затвора, потужність драйвера ключів. Від правильного вибору цих елементів залежить, наскільки ефективно працюватимуть ключі.

Іноді люди вважають, що можна збільшити потужність регулятора лише змінивши ключі більш потужні. Це не зовсім так. Більш потужні транзистори мають більшу ємність затвора, а це збільшує час відкривання транзистора, що впливає на температурний режим. Таке рідко трапляється, але в мене був випадок, коли проста заміна транзисторів на потужніші збільшила їхню температуру через те, що час їхнього перемикання зріс. Отже, потужніші транзистори вимагають потужніших драйверів.

Драйвери MOSFET ключів

Що таке драйвер ключів і навіщо він потрібний? Навіщо взагалі потрібні драйвери? Можна включати польові транзистори як показано на схемі:

Так, у цьому випадку як драйвери виступають біполярні транзистори. Це також допустимо. Є також схеми, де як верхні ключі використовуються транзистори з P-каналом, як нижніх – з N-каналом. Тобто використовується два типи транзисторів, що не завжди зручно. До того ж P-канальні транзистори великої потужності майже неможливо знайти. Зазвичай використання таке поєднання транзисторів з різними каналами застосовують у малопотужних контролерах спрощення схеми.

Використовувати однотипні транзистори, зазвичай лише N-канальні, значно зручніше, проте це вимагає дотримання деяких вимог щодо керування верхніми транзисторами моста. Напругу на затвор транзисторів треба подавати щодо їх витоків (Source). Що стосується нижнього ключа питань немає, його виток (Source) приєднаний до землі і ми можемо спокійно подавати напругу на затвор нижнього транзистора щодо землі. У разі верхнього транзистора дещо складніше, оскільки напруга з його початку (Source) змінюється щодо землі.

Поясню. Припустимо, що верхній транзистор відкритий, через нього протікає струм. У такому стані на транзисторі падає досить мала напруга і можна сказати, що напруга на початку Source верхнього транзистора практично дорівнює напруги живлення двигуна. До речі, щоб утримувати верхній транзистор відкритим, потрібно подати на його затвор напругу, вищу напругу на його витоку (Source), тобто - вище напруга живлення двигуна.

Якщо верхній транзистор закритий, а нижній відкритий, то витоці (Source) верхнього транзистора напруга досягає майже нулю.

Драйвер верхнього ключа забезпечує подачу на затвор польового транзистора необхідну напругу щодо його витоків (Source), і забезпечує генерацію напруги, більшої за напругу живлення двигуна для керування транзистором. Цим і не тільки цим займаються драйвери MOSFET ключів.

Вибір драйвера та їх різноманіття

Різноманітність драйверів досить велика. Нас цікавлять драйвери, які мають два входи для верхнього та нижнього ключів (драйвери верхнього та нижнього ключів). Наприклад: IR2101, IR2010, IR2106, IR21064, IR2181, IR2110, IR2113та ін. Треба звернути увагу на параметр Vgsтранзисторів. Більшість драйверів розраховані на Vgs = 20В. Якщо Vgsтранзисторів менше вихідна напруга драйверів, наприклад Vgsтранзистори = 5В, то драйвери з вихідною напругою 20В виведуть такі транзистори з ладу.

Більшість драйверів живляться напругою 10-20В та підтримують вхідні сигнали різних рівнів -3.3В, 5В, 15В.

Існують драйвери для трифазних мостових схем, наприклад:
IR2230, IRS2334, IRS2334, IR21363, IR21364, IR21365, IR21368, IRS2336, IRS23364D, IR2131 IR2136, IRS2330, IRS2330D, IRS2332, IRS2332D, IR2233, IR2235, IR2238Q, IRS26302DJ.
Такі драйвери ключів можуть стати найкращим варіантом. До того ж, у деяких трифазних драйверах є додаткова можливість для забезпечення захисту ключів від занадто великого струму і т.п. Досить цікава серія драйверів IRS233x (D). Вона забезпечує широкий спектр захистів, у тому числі захист від негативних стрибків напруги, захист від короткого замикання, від навантаження, захист від зниження напруги в шині, зниження напруги живлення, захист від перехресного включення.

Один із найважливіших показників драйверів – це максимальний вихідний струм. Зазвичай від 200мА до 4000мА. Може здатися що 4 Ампера – це надто. Але все вирішує калькулятор. Як зазначалося вище, швидкість перемикання ключів – дуже важлива річ. Чим потужніший драйвер, тим менше часу витрачається на перемикання ключів. Приблизно розрахувати час перемикання ключів можна за такою формулою:

ton = Qg*(Rh+R+Rg)/U

Де:
Qg- Повний заряд затвора польового транзистора;
Rh- Внутрішній опір драйвера. Розраховується як U/Imax, де U – напруга живлення драйвера, Imax – максимальний вихідний струм. Зверніть увагу, що максимальний вихідний струм може бути різним для верхнього та нижнього транзистора;
R- Опір резистора в ланцюгу затвора;
Rg- Внутрішній опір затвора транзистор;
U- Напруга живлення драйвера.

Наприклад, якщо ми використовуємо транзистор irfp4468pbfта драйвер IR2101з максимальним струмом 200мА. А в ланцюзі затвора резистор 20 Ом, тоді час перемикання транзистора:

540 * (12 / 0.2 + 20 + 0.8) / 12 = 3636 нС

Замінивши драйвер на IR2010, з максимальним струмом – 3А, та резистором у ланцюгу затвора – 2ом, отримаємо такий час перемикання:

540 * (12/3 +2 +0.8) / 12 = 306 нС

Тобто з новим драйвером час перемикання скоротився більш ніж у 10 разів. Тож і теплові втрати на транзисторах значно зменшаться.

Розрахунок резисторів у ланцюгу затвора

Я виробив для себе таке правило: опір резистора в ланцюгу затвора польового транзистора повинен бути не меншим, ніж внутрішній опір драйвера, розділений на 3 Наприклад, драйвер IR2101живиться напругою 12В, максимальний струм – 0,25А. Його внутрішній опір: 12В/0,25 = 48Ом. В даному випадку резистор у ланцюгу затвора польового транзистора має бути більшим, ніж 48/3 = 16 Ом. Якщо час перемикання транзисторів з вибраними резисторами не влаштовує, слід вибрати потужніший драйвер.

Я не можу назвати цю методику ідеальною, але вона перевірена практикою. Якщо хтось зможе прояснити цей момент – буду вдячний.

Іноді до ланцюга транзистора затвора додають діода з резистором або без.

Оскільки в багатьох випадках силові транзистори працюють з індуктивним навантаженням, слід використовувати захисні діоди. Якщо їх не буде, то при виключенні транзистора внаслідок перехідних процесів на індуктивності (обмотках двигуна) виникне перенапруга, що в багатьох випадках пробиває транзистор і виводить його з ладу.

Багато силових транзисторах вже є внутрішні захисні діоди і немає необхідності використовувати зовнішні діоди. Але не забудьте перевірити це в документації на транзистора.

Dead-Time

Зміна стану силових ключів у регуляторі трифазного безколекторного двигуна виконується у наступній послідовності:

• вимикаємо ключ, який треба вимкнути;
• чекаємо деякий час (Dead-Time) поки закриється транзистор (приблизний час перемикання транзистора ми розраховували раніше), і закінчаться перехідні процеси, пов'язані з комутацією;
• включаємо ключ, який треба увімкнути.

Всі драйвери верхнього та нижнього ключів мають затримку між вихідними сигналами, щоб не допустити одночасного відкриття обох транзисторів (див.: ). Але ця затримка надто мала. Деякі драйвери верхнього та нижнього ключів мають реальний Dead-Time. Але в нашому випадку це абсолютно ніяк не допоможе, тому що якщо згадати як перемикаються ключі (дивись: ), то ми побачимо, що ніколи не буває такої ситуації, коли ключі одного плеча змінюються станами. Отже, керувати Dead-Timeповинен мікроконтролер. Виняток може бути тільки у випадку, коли ви використовуєте спеціальний трифазний драйвер, який керує всіма шістьма ключами та має реальний Dead-Time.

Датчики струму

Традиційно як датчик струму використовують шунт. Знаючи його опір, вимірюють на ньому напругу та обчислюють струм. Але для потужних систем використання шунта не завжди технічно виправдане через занадто великі теплові втрати на ньому. Датчики струму на ефект Холла мають практично нульовий опір, тому вони не гріються. До того ж, як правило, живлення та рівень вихідного сигналу таких датчиків знаходяться в діапазоні 5В, що дуже зручно для реалізації регулятора мікроконтролерів. В даний час досить популярні датчики струму компанії Allegro MicroSystems, наприклад серії ACS71X, ACS75X.

Окрім звичайного вимірювання рівня струму мікроконтролером, розумно створити схему апаратного захисту від перевищення критичного рівня струму. Для вимірювання рівня струму мікроконтролер витрачає деякий час. Крім того, струм періодично вимірюють через деякий час. Такі затримки, а також можливі програмні помилки можуть створити ситуацію, коли критичний струм встигає вивести з ладу пристрій ще до того, як настане момент наступного виміру. Схема повинна відключати силові ключі, коли струм перевищує критичне значення, незалежно від роботи мікроконтролера. Для реалізації такої схеми зазвичай використовують компаратор, на вхід якого подають сигнал датчика струму і опорний сигнал. При перевищенні допустимого струму компаратор спрацьовує. Вихід компаратора використовують як дискретний сигнал у логічних схемах, аварійно відключають ключі. Така реалізація має найменшу затримку.

Вступ

Останнім часом дуже широкого поширення набули польові транзистори, інакше звані канальними чи уніполярними. Основною перевагою польового транзистора є високий вхідний опір, який може бути таким самим, як і в електронних ламп, і навіть більше. Нині біполярні транзистори дедалі частіше витісняються польовими.

У цій роботі були розраховані основні електричні параметри польового транзистора (опір повністю відкритого каналу, напруга відсічки, ємність затвора) і визначена передатна характеристика і пов'язані з нею параметри (початковий струм стоку, напруга насичення).

Розрахунок параметрів польового транзистора з керуючим р-n переходом

1) Короткі теоретичні відомості про польові транзистори з керуючим р-n переходом.

Польовим транзистором називається триелектродний напівпровідниковий прилад, у якому струм створюють основні носії заряду під дією поздовжнього електричного поля, а керування величиною струму здійснюється поперечним електричним полем, створюваним напругою, прикладеним до керуючого електрода.

Вдала модель, названа площинним транзистором, була зроблена в 1950 р. Вона складалася з тонкого шару p-типу, розташованого на зразок сандвіча між двома шарами n-типу з металевими контактами в кожному шарі. Цей прилад працював саме так, як і пророкував Шоклі. Площинні транзистори стали широко використовуватися замість точково-контактних типів, оскільки їх було легше виготовляти, і вони працювали краще. Ранню ідею Шоклі, транзистор з польовою дією, довго не вдавалося здійснити, оскільки серед доступних матеріалів не було підходящих. Працюючий польовий транзистор було побудовано основі кристалів кремнію, коли методи вирощування і очищення кристалів досить далеко просунулися вперед.

Подібно до електронної лампи, транзистори дозволяють невеликому струму, що тече в одному контурі, контролювати набагато більший струм, що тече в іншому контурі. Транзистори швидко витіснили радіолампи всюди, за винятком тих випадків, де потрібно керувати дуже великою потужністю, як, наприклад, радіомовлення або промислових нагрівальних радіочастотних установках. Біполярні транзистори зазвичай використовуються там, де потрібна висока швидкість, так само як і у високочастотних установках, де немає потреби застосовувати електронні лампи. Польові транзистори це основний тип транзистори, що використовуються в електронних приладах. Його легше виготовляти, а енергії споживає навіть менше біполярного транзистора.

Хоча частина транзисторів ще роблять з германію, більшість їх виготовляється з кремнію, який більш стійкий до дії високих температур. З подальшим розвитком технології стало можливим розташовувати в одному шматочку кремнію до мільйона транзисторів, і це продовжує зростати. Подібні кремнієві блоки є основою для швидкого розвитку сучасних комп'ютерів, засобів зв'язку та управління.

Відомо, що вхідний опір біполярного транзистора залежить від опору навантаження каскаду, опору резистора ланцюга емітера і коефіцієнта передачі струму бази. Часом воно буває порівняно невеликим, ускладнюючи узгодження каскаду із джерелом вхідного сигналу. Ця проблема повністю відпадає, якщо використовувати польовий транзистор - його вхідний опір досягає десятків і навіть сотень мегаом.

За аналогією з біполярними польові транзистори бувають різної "структури": з р-каналом та n-каналом. На відміну від біполярних вони можуть бути із затвором у вигляді p-n переходу (канальні, або уніполярні, транзистори); та із ізольованим затвором (МДП-або МОП-транзистори).

На рис.1 наведено схематичне зображення конструкції польового транзистора та схема його включення.

польовий транзистор передавальний струм

Основою польового транзистора служить пластина кремнію (затвор), де є тонка область, звана каналом (рис.1, а). З одного боку каналу розташований стік, з іншого - витік. При підключенні до початку транзистора плюсового, а до стоку мінусового виводу батареї живлення GB2 (рис.1, б) в каналі виникає електричний струм. Канал у цьому випадку має максимальну провідність.

Варто підключити ще одне джерело живлення - GB1 - до висновків витоку та затвора (плюсом до затвора), як канал "звужується", викликаючи збільшення опору в ланцюзі сток-виток. Відразу ж зменшується струм у цьому ланцюзі. Зміною напруги між затвором та витоком регулюють струм стоку. Причому в ланцюзі затвора струму немає, керування струмом стоку здійснюється електричним полем (ось чому транзистор називають польовим), створюваним прикладеним до початку і затвора напругою.

Сказане відноситься до транзистора з р-каналом, якщо ж транзистор з n-каналом, полярність напруги живлення і керуючого змінюється на зворотну (рис.1, в). Найчастіше можна зустріти польовий транзистор у металевому корпусі - тоді, крім трьох основних висновків, він може бути і виведення корпусу, який при монтажі з'єднують із загальним проводом конструкції.

Тонкий шар напівпровідника типу п (або р),обмежений з двох сторін електронно-дірковими переходами, називається каналом.Включення каналу в електричний ланцюг забезпечується за допомогою двох омічних електродів, один з яких (І) називається початком,а другий (С) - стоком.Висновок, приєднаний до областей р-типу, є керуючим електродом і називається - затвором ( 3). Висновки І, С та 3 відповідають (у порядку перерахування) катоду, аноду та сітці електровакуумного тріода або емітеру, колектору та базі звичайного біполярного транзистора.

Величина струму в каналі залежить від напруги Uс, прикладеного між стоком і витоком, опору навантаження і опору напівпровідникової пластинки між стоком і витоком. При U c і R н= сonst струм у каналі Iз (струм стоку) залежить тільки від ефективної площі поперечного перерізу каналу. Джерело е зи створює негативну напругу на затворі, що призводить до збільшення товщини р-ппереходу та зменшення струмопровідного перерізу каналу.

Зі зменшенням перерізу каналу збільшується опір між витоком та стоком та знижується величина струму I з. Зменшення напруги на затворі викликає зменшення опору каналу та зростання струму Іс. Підключивши послідовно з е ЗІ джерело посиленої змінної напруги U вх, можна змінювати струм через канал згідно із законом зміни вхідної напруги. Струм стоку, проходячи через опір навантаження R н , створює на ньому падіння напруги, що змінюється за законом U вх. При відповідному підборі величини R н можна домогтися підвищення рівня вихідної напруги проти напругою на вході, тобто. посилити сигнал.

Польові транзистори з ізольованим затвором мають структуру метал-діелектрик (окис) - напівпровідник. Тому їх часто називають MДП - або МОП – транзисторами.Принцип роботи цих приладів ґрунтується на ефекті поля в поверхневому шарі напівпровідника.

На рис.2 схематично показано конструкцію такого транзистора. Основою приладу служить пластинка (підкладка) монокристалічного кремнію р-типу.Області витоку та стоку є ділянками кремнію, сильно леговані домішкою. п-Типу. Відстань між витоком та стоком приблизно 1 мкм. На цій ділянці розташована вузька слабо легована смужка кремнію л-типу (канал). Затвором є металева пластинка, ізольована від каналу шаром діелектрика товщиною приблизно 0,1 мкм. Як діелектрик може використовуватися вирощена при високій температурі плівка двоокису кремнію.

Залежно від полярності напруги, що додається до затвора (щодо витоку), канал може збіднюватисяабо збагачуватисяносіями заряду (електронами). При негативному напрузі на затворі електрони провідності виштовхуються з області каналу обсяг напівпровідника підкладки. При цьому канал збіднюється носіями заряду, що веде до зменшення струму каналу. Позитивна напруга на затворі сприяє втягуванню електронів провідності підкладки в канал. У цьому режимі, який отримав назву режиму збагачення, струм каналу зростає.

Таким чином, на відміну від польового транзистора з р-ппереходами транзистор із ізольованим затвором може працювати з нульовою, негативною або позитивною напругою на затворі.

На рис.3, апоказаний зразковий вид сімейства вихідних ( стічних)вольтамперних характеристик польового транзистора з р-ппереходами

Нехай напруга між затвором та витоком Uзі = 0. При збільшенні позитивної напруги Uсна стоку струм Ісбуде наростати. Спочатку залежність буде майже лінійною (ділянка ОАна рис.3, а).Однак із зростанням Ісзбільшується падіння напруги на каналі, підвищується зворотне зміщення р-ппереходів (особливо поблизу стоку), що веде до звуження перерізу струмопровідного каналу та уповільнює зростання струму Іс. Зрештою, у стокове кінці пластинки канал звужується настільки, що подальше підвищення напруги вже не призводить до зростання. Іс(Дільниця АВна рис.7.24, а). Цей режим отримав назву режиму насичення,а напруга Uс,при якому відбувається насичення, називається напругою насичення (U c.нас.). Якщо зняти залежність струму Ісвід напруги Uсдля ряду напруг на затворі (U зи< 0), то получим семейство выходных характеристик полевого транзистора.

Залежність при U c =constотримала назву стокозатворної характеристики (рис.3, б).

Вихідні характеристики польового транзистора з ізольованим затвором мають такий самий вигляд, як і характеристики транзистора з р-ппереходами. Відмінність полягає лише в тому, що транзистори з р-ппереходами можуть працювати тільки в режимі збіднення каналу, а транзистори типу МДП (або МОП) працюють як в режимі збіднення (при негативних напругах на затворі), так і в режимі збагачення (при позитивних напругах на затворі). З цієї ж причини стокозатворна характеристика транзистора із ізольованим затвором може захоплювати область позитивних напруг між затвором та витоком .

Основними параметрами польових транзисторів є:

Одне з властивостей польового транзистора - початковий струм стоку (I з поч), тобто. струм у ланцюгу стоку при нульовій напрузі на затворі транзистора (на рис.4, а двигун змінного резистора в нижньому за схемою положенні) і при заданій напрузі живлення.

Якщо плавно переміщати двигун резистора вгору за схемою, то в міру зростання напруги на затворі транзистора струм стоку зменшується (рис.4, б) і при певному для цього транзистора напрузі знизиться практично до нуля. Напруга, що відповідає цьому моменту, називають напругою відсічення (U ЗІотс).

Залежність струму стоку від напруги на затворі досить близька до прямої лінії. Якщо на ній взяти довільне збільшення струму стоку і поділити його на відповідне збільшення напруги між затвором і витоком, отримаємо третій параметр - крутість характеристики (S). Цей параметр неважко визначити без зняття характеристики чи пошуку їх у довіднику. Достатньо виміряти початковий струм стоку, а потім підключити між затвором і витоком, скажімо, гальванічний елемент напругою 1,5 В. Віднімете струм стоку, що вийшов, з початкового і ділите залишок на напругу елемента - отримаєте значення крутості характеристики в міліамперах на вольт.

Знання особливостей польового транзистора доповнить знайомство з його вихідними стоковими характеристиками (рис.4, в). Знімають їх при зміні напруги між стоком та витоком для декількох фіксованих напруг на затворі. Неважко помітити, що до певної напруги між стоком та витоком вихідна характеристика нелінійна, а потім у значних межах напруги практично горизонтальна.

Звичайно, для подачі напруги зсуву на затвор окреме джерело живлення в реальних конструкціях не застосовують. Усунення утворюється автоматично при включенні в ланцюг початку постійного резистора необхідного опору.

Вхідний опір R вхміж затвором та витоком (визначається при максимально допустимій напрузі між цими електродами)

Вихідний опір (визначається в режимі насичення)

при U зи = const.

Вихідний опір характеризується тангенсом. кута нахилу вихідних характеристик. У робочій області цей кут близький до нуля і, отже, вихідний опір виявляється досить великим (сотні кілоом).

Товщина каналу польового транзистора W у робочому стані залежить від ОПЗ р-ппереходу та відповідно до рис.5 дорівнює. У свою чергу залежить від напруги W ЗІ на р-ппереході. Використовуючи вираз можна отримати залежність товщини каналу від напруги на затворі, де - контактна різниця потенціалів; - діелектрична проникність напівпровідника; - діелектрична постійна; - Заряд електрона, ; N- Концентрація домішки.

Для розрахунку напруги відсічення необхідно вираз прирівняти до нуля, і отримаємо

Опір стік-витік при U ЗІ = 0 визначається виразом, де L, d, Z-відповідно довжина, товщина та ширина відкритого каналу;

Питомий опір напівпровідника п-Типу електропровідності, де рухливість електронів у каналі.

Цьому рівнянню відповідає точка насичення ”А” на рис.3, а.

Ємність затвора звана бар'єрною пед являє собою збільшення заряду до приросту напруги, що викликав цю зміну.

де - площа р-ппереходу.

Крім зазначених вище, польові транзистори характеризуються рядом інших максимально допустимих параметрів, що визначають граничні режими роботи приладу.

До найважливіших переваг польових транзисторів слід віднести:

1. Високий вхідний опір,що досягає в канальних транзисторах з р-ппереходами величини 10 6 - 10 а Ом, а в транзисторах із ізольованим затвором 10 13 - 10 13 Ом. Таке високе значення вхідного опору пояснюється тим, що в транзисторах р-ппереходами електронно-дірковий перехід між затвором та витоком включений у зворотному напрямку, а в транзисторах з ізольованим затвором вхідний опір визначається дуже великим опором витоку діелектричного шару.

2. Мінімальний рівень власних шумів,оскільки в польових транзисторах, на відміну біполярних, у перенесенні струму беруть участь заряди лише одного знака, що виключає появу рекомбінаційного шуму.

3. Висока - стійкість проти температурних та радіоактивних впливів.

4. Висока щільність розташування елементів під час використання приладів в інтегральних схемах.

Польові транзистори можуть бути використані у схемах підсилювачів, генераторів, перемикачів. Особливо широко застосовуються в малошумящих підсилювачах з високим вхідним опором. Дуже перспективним є також використання їх (з ізольованим затвором) у цифрових та логічних схемах.

2) Завдання на розрахунок

1. Структура: польовий транзистор з керуючим р - ппереходом на основі кремнію з каналом п -типу електропровідності та двома затворами (рис.)

2. Геометричні розміри каналу: товщина d= 1 мкм, ширина Z= 500 мкм, довжина L= 25 мкм.

3. Електричні параметри: концентрація донорної домішки у каналі N Д= 6 10 15 см -3 концентрація акцепторної домішки в р - областях затворів N a= 1 10 18 см -3

ВИЗНАЧИТИ

1. Основні електричні параметри: опір повністю відкритого каналу R CІ відк, напруга відсічки U ЗІ відс, ємність затвора C ЗІ, максимальну частоту роботи

2. Передавальну характеристику та пов'язані з нею параметри: початковий струм стоку I C поч, напруга насичення U CІ нас, крутість характеристики передачі.

3) Порядок розрахунку

1. Визначаємо основні електричні параметри.

2. Опір повністю відкритого каналу при U ЗІ = 0 і U СІ = 0 Знаходимо, використовуючи вираз питомий опір вихідного матеріалу, знаходимо за заданою концентрацією донорної домішки в каналі за допомогою графіка Рис.6

Напруга відсічення визначаємо за формулою

Власна концентрація носіїв заряду. У кремнію власна концентрація носіїв заряду дорівнює. - Постійна Больцмана1,38 10 -23 Дж К -1 = 300 До- Заряд електрона = 1,6 10 -19 Кл. Тоді буде одно

Діелектрична проникність кремнію =12

Ємність затвора розрахуємо як бар'єрну ємність р-ппереходу при напрузі на затворі U зи = 0 для різкого переходу, що справедливо у разі неглибокої дифузії, коли градієнт концентрації домішки р-ппереході великий, або у разі сплавної технології утворення затвора, отримуємо

Максимальну (робочу) частоту можна знайти за формулою

Драйвер є підсилювач потужності і призначається для безпосереднього управління силовим ключем (іноді ключами) перетворювача. Він повинен посилити керуючий сигнал за потужністю та напругою і, у разі потреби, забезпечити його потенційний зсув.

При виборі драйвера необхідно узгодити вихідні параметри з вхідними параметрами потужного ключа (транзистор MOSFET, IGBT).

1. МДП-транзистори та IGBT – це прилади, керовані напругою, проте для збільшення вхідної напруги до оптимального рівня (12-15 В) необхідно забезпечити в ланцюзі затвора відповідний заряд.

3. Для обмеження швидкості наростання струму та зменшення динамічних перешкод необхідно використовувати послідовні опори ланцюга затвора.

Драйвери для керування складними перетворювальними схемами містять велику кількість елементів, тому їх випускають у вигляді інтегральних схем. Ці мікросхеми, крім підсилювачів потужності, містять також ланцюги перетворення рівня, допоміжну логіку, ланцюги затримки для формування «мертвого» часу, а також ряд захистів, наприклад, від перевантаження по струму і короткого замикання, зниження напруги живлення та ряд інших. Багато фірм випускають численний функціональний ряд: драйвери нижнього ключа мостової схеми, драйвери верхнього ключа мостової схеми, драйвери верхнього та нижнього ключів з незалежним управлінням кожного з них, напівмостові драйвери, які часто мають тільки один керуючий вхід і можуть використовуватися для симетричного закону управління, драйвер для керування всіма транзисторами бруківки.

Типова схема включення драйвера верхнього та нижнього ключів фірми International Rectifier IR2110 з бутстрепним принципом живлення наведена на рис.3.1, а. Управління обома ключами незалежне. Відмінність даного драйвера від інших полягає в тому, що IR2110 введена додаткова схема перетворення рівня як в нижньому, так і верхньому каналах, що дозволяє розділити за рівнем живлення логіки мікросхеми від напруги живлення драйвера. Міститься також захист від зниженої напруги живлення драйвера і високовольтного джерела, що «плаває».

Конденсатори С D , С призначені для придушення високочастотних перешкод по ланцюгах живлення логіки і драйвера відповідно. Високовольтне плаваюче джерело утворене конденсатором С1 та діодом VD1 (бутстрепне джерело живлення).

Підключення виходів драйвера до силових транзисторів здійснюється за допомогою резисторів затворів R G1 і R G2 .

Оскільки драйвер побудований на польових елементах і сумарна потужність, що витрачається на управління, незначна, то як джерело живлення вихідного каскаду може використаний конденсатор С1, що заряджається від джерела живлення U ПІТ через високочастотний діод VD1. Конденсатор С1 і діод VD1 у сукупності утворюють високовольтний «плаваючий» джерело живлення, призначений для керування верхнім транзистором VT1 стійки моста. Коли нижній транзистор VT2 проводить струм, то виток верхнього транзистора VT1 підключається до загального дроту живлення, діод VD1 відкривається і конденсатор С1 заряджається до напруги U C1 = U ПІТ – U VD1 . Навпаки, коли нижній транзистор перетворюється на закритий стан і починає відкриватися верхній транзистор VT1 (рис 3.1), діод VD1 виявляється підпертим зворотним напругою силового джерела живлення. В результаті цього вихідний каскад драйвера починає живитись виключно розрядним струмом конденсатора С1. Таким чином, конденсатор С1 постійно «гуляє» між загальним дротом схеми та проводом силового джерела живлення (точка 1).

При використанні драйвера IR2110 з бутстрепним живленням особливу увагу слід звернути на вибір елементів високовольтного джерела, що «плаває». Діод VD1 повинен витримувати велику зворотну напругу (залежно від силового джерела живлення схеми), допустимий прямий струм приблизно 1 А, час відновлення t rr = 10-100 нс, тобто швидкодіючим. У літературі рекомендується діод SF28 (600 В, 2 А, 35 нс), а також діоди UF 4004 ... UF 4007, UF 5404 ... UF 5408, HER 105 ... HER 108, HER 205 ... HER 208 та інші класи .

Схема драйвера виконана таким чином, що високому логічному рівню сигналу на будь-якому вході HIN та LIN відповідає такий самий рівень на його виході HO та LO (див. рис. 3.1 б, драйвер синфазний). Виникнення високого рівня логічного сигналу на вході SD призводить до замикання транзисторів стійки моста.

Дану мікросхему доцільно використовувати для керування ключами інвертора з ШІМ-регулюванням вихідної напруги. При цьому необхідно пам'ятати, що в СУ необхідно обов'язково передбачити тимчасові затримки (мертвий час) з метою запобігання наскрізних струмів при комутації транзисторів стійки моста (VT1, VT2 і VT3, VT4, рис 1.1).

Місткість С1 - це бутстрепна ємність, мінімальна величина якої може розраховуватися за формулою:

де Q 3- Величина заряду затвора потужного ключа (довідкова величина);

I піт- Струм споживання драйвера в статичному режимі (довідкова величина, зазвичай I піт≈ I G c тпотужного ключа);

Q 1– циклічна зміна заряду драйвера (для 500-600 – вольтних драйверів 5 нК);

V п- Напруга живлення схеми драйвера;

- Падіння напруги на бутстрепному діоді VD1;

Т- Період комутації потужних ключів.

Рис.3.1. Типова схема включення драйвера IR2110 (а) та часові діаграми його сигналів на входах та виходах (б)

V DD – харчування логіки мікросхеми;

V SS - загальна точка логічної частини драйвера;

HIN, LIN – логічні вхідні сигнали, що керують верхнім та нижнім транзисторами відповідно;

SD – логічний вхід відключення драйвера;

V CC – напруга живлення драйвера;

COM - негативний полюс джерела живлення V CC;

HO, LO - вихідні сигнали драйвера, що керують верхнім та нижнім транзисторами відповідно;

V B - напруга живлення високовольтного "плаваючого" джерела;

V S – загальна точка негативного полюса високовольтного «плаваючого» джерела.

Отримане значення бутстрепної ємності необхідно збільшити в 10-15 разів (зазвичай в межах 0,1-1 мкФ). Це має бути високочастотна ємність із малим струмом витоку (в ідеалі – танталова).

Резистори R G 1 , R G 2 визначають час включення потужних транзисторів, а діоди VD G 1 і VD G 2 шунтуючи ці резистори зменшують час вимкнення до мінімальних величин. Резистори R 1 R 2 мають невелику величину (до 0,5 Ом) і вирівнюють розкид омічних опорів уздовж загальної шини управління (обов'язкові, якщо потужний ключ - паралельне з'єднання менш потужних транзисторів).

При виборі драйвера для потужних транзисторів необхідно враховувати:

1. Закон управління потужними транзисторами:

Для симетричного закону підходять драйвери верхнього та нижнього ключа та драйвери напівмостів;

Для несиметричного закону необхідні драйвери верхнього та нижнього ключа із незалежним управлінням кожного потужного ключа. Для несиметричного закону не підходять драйвери із трансформаторною гальванічною розв'язкою.

2. Параметри потужного ключа (I до або I стоку).

Зазвичай застосовують наближений підхід:

I вих ін max =2 А може керувати потужним VT зі струмом до 50 А;

I вих ін max =3 А – управляти потужним VT зі струмом до 150 А (інакше час включення і вимкнення значно зростає і збільшуються потужнісні втрати на перемикання), тобто. Високоякісний транзистор при помилковому виборі драйвера втрачає свої основні переваги.

3. Врахування додаткових функцій.

Фірми випускають драйвери з численними сервісними функціями:

Різні захисту потужного ключа;

Захист від зниження напруги живлення драйвера;

Із вбудованими бутстрепними діодами;

З регульованим та нерегульованим часом затримки включення потужного VT по відношенню до моменту вимикання іншого (боротьба з наскрізними струмами в напівмості);

З вбудованою або відсутньою гальванічною розв'язкою. В останньому випадку на вході драйвера необхідно підключити мікросхему гальванічної розв'язки (найчастіше високочастотна діодна оптопара);

Синфазні чи протифазні;

Живлення драйверів (бутстрепний вид живлення або необхідні три гальванічно розв'язані джерела живлення).

При рівноцінності декількох типів драйверів слід віддати перевагу тим, що комутують струм затвора потужних транзисторів за допомогою біполярних VT. Якщо цю функцію виконують польові транзистори, можуть бути відмови у роботі драйвера за певних обставин (перевантаженнях) з допомогою тригерного ефекту «защіпки».

Після вибору типу драйвера (і його даних) необхідні заходи боротьби з наскрізними струмами в напівмості. Стандартний спосіб - вимкнення потужного ключа миттєво, а включення замкненого - із затримкою. Для цієї мети застосовують діоди VD G 1 і VD G 2 які при закриванні VT шунтують затворні резистори, і процес виключення буде швидше, ніж відмикання.

Крім шунтування резисторів затворів R G 1 і R G 2 за допомогою діодів (VD G 1 , VD G 2 , рис.3.1) для боротьби з наскрізними струмами в П-схемі потужного каскаду фірми випускають інтегральні драйвери, асиметричні по вихідному струму включення VT I др вих m ах вклта вимикання I др вих m ах викл(наприклад I др вих m ах вкл=2А, I др вих m ах викл=3А). Цим задаються асиметричні вихідні опори мікросхеми, які включені послідовно з резисторами затворів R G 1 і R G 2 .

де всі величини формулах – довідкові дані конкретного драйвера.

Для симетричного (по струмах) драйвера справедлива рівність

.

У структурі MOSFET транзистора присутні три ємності: ємність затвор-витік (вхідна ємність), ємність виток-стік (вихідна), затвор-стік (прохідна Для транзистора IGRT відповідно , , .. При подачі напруги на затвор величиною (15-20) по експоненті заряджатися вхідна ємність і при напрузі 8-10В в транзисторі з'являтиметься струм .

При появі в структурі VT стокове струм вхідна ємність буде заряджатися по іншій експоненті, так як на цей процес впливає вихідна ємність, то в кінцевому підсумку вхідна ємність накопичить заряд Q (довідкова величина). Вихідний струм (зменшення напруги на електродах витік-стік) в основному залежатиме від процесів у ланцюзі без істотного впливу струму затвора.

Час розряду ємності також наводиться у довідкових параметрах VT як часу включення .

При вимиканні транзистора спочатку буде розряджатися ємність до величини (), потім почне зменшуватися струм початку до 0 (). Таким чином, від величини резистора в ланцюзі затвора залежатиме затримка на включення та вимкнення VT, а з використанням драйвера загальний опір у ланцюзі затвора буде мати дві складові: (при несиметричному драйвері і) - const і додатковий резистор затвора, який можна змінювати для регулювань затримок. На рис 3.2 представлені перераховані вище міркування у вигляді спрощених графіків.

Мал. 3.2. Тимчасові діаграми: (а) - при включенні VT; (б) - при вимкненні VT.

У довідкових даних не наводяться параметри вхідних та вихідних ємностей транзистора, але з математики відомо, що початкова ділянка експоненти (до 0.7) апроксимується прямою, кут нахилу якої прямо пропорційний RC, що дозволяє проводити оціночні розрахунки у вигляді пропорцій.

Отже, для запобігання виникненню наскрізних струмів необхідно підібрати сумарну величину опорів ланцюга затвора ( , і регулює швидкість заряду ємності затвора VT), щоб забезпечити затримку включення транзистора більше або рівним часу, що витрачається на закривання VT (див рис. 3.2).

(3.1)

де - Час спаду струму стоку (довідкова величина);

– час запізнення початку вимкнення VT по відношенню до моменту подачі на затвор напруги, що замикає. При шунтуючих діодах затвора (VD G 1 , VD G 2 , рис.3.1) швидкість розряду однозначно визначається опором . Тому для визначення вирішують наступну пропорцію (пологова, що шунтуватиметься діодом VD G)

МОП (буржуйською MOSFET) Розшифровується як Метал-Оксид-Напівпровідник з цього скорочення стає зрозумілою структура цього транзистора.

Якщо на пальцях, то в ньому є напівпровідниковий канал, який служить як би однією обкладкою конденсатора і друга обкладка - металевий електрод, розташований через тонкий шар оксиду кремнію, який є діелектриком. Коли на затвор подають напругу, цей конденсатор заряджається, а електричне поле затвора підтягує до каналу заряди, у результаті у каналі виникають рухливі заряди, здатні утворити електричний струм і опір стік — витік різко падає. Чим вище напруга, тим більше зарядів і нижче опір, в результаті опір може знизитися до мізерних значень - соті частки ома, а якщо піднімати напругу далі, то відбудеться пробою шару оксиду і транзистору хана.

Гідність такого транзистора, порівняно з біполярним, очевидна — на затвор треба подавати напругу, але так як там діелектрик, то струм буде нульовим, а отже необхідна потужність на керування цим транзистором буде мізерною, За фактом він споживає тільки в момент перемикання, коли йде заряд і розряд конденсатора.

Нестача ж витікає з його ємнісної властивості - наявність ємності на затворі вимагає великого зарядного струму при відкритті. Теоретично, що дорівнює нескінченності на нескінченно малому проміжку часу. А якщо струм обмежити резистором, то конденсатор заряджатиметься повільно - від постійного часу RC ланцюга нікуди не дінешся.

МОП Транзистори бувають P та Nканальні. Принцип у них той самий, різниця лише в полярності носіїв струму в каналі. Відповідно в різному напрямку керуючого напруги та включення в ланцюг. Найчастіше транзистори роблять у вигляді компліментарних пар. Тобто дві моделі з абсолютно однаковими характеристиками, але одна з них N, а інша P канальні. Маркування в них зазвичай відрізняється на одну цифру.

У мене найходовішими МОПтранзисторами є IRF630(n канальний) та IRF9630(p канальний) свого часу я навів їх з півтора десятка кожного виду. Маючи не дуже габаритний корпус TO-92цей транзистор може хвацько протягнути через себе до 9А. Опір у відкритому стані має всього 0.35 Ома.
Втім, це досить старий транзистор, зараз уже є речі і крутіші, наприклад IRF7314, здатний протягнути ті ж 9А, але при цьому він уміщається в корпус SO8 - розміром з зошит.

Однією з проблем стикування MOSFETтранзистора і мікроконтролера (чи цифрової схеми) і те, що з повноцінного відкриття до насичення цьому транзистору треба вкотити на затвор досить більше напруга. Зазвичай, це близько 10 вольт, а МК може видати максимум 5.
Тут варіантів три:

Але взагалі, правильніше все ж ставити драйвер, адже крім основних функцій формування керуючих сигналів він як додаткова фенечка забезпечує і струмовий захист, захист від пробою, перенапруги, оптимізує швидкість відкриття на максимум, загалом, жере свій струм недаремно.

Вибір транзистора теж дуже складний, якщо не морочитися на граничні режими. В першу чергу тебе має хвилювати значення струму стоку - I Drain або I Dвибираєш транзистор за максимальним струмом для твого навантаження, краще із запасом відсотків так на 10. Наступний важливий для тебе параметр це V GS- Напруга насичення Виток-Затвор або, простіше кажучи, напруга, що управляє. Іноді його пишуть, але частіше доводиться виглядати із графіків. Шукаєш графік вихідний характеристики Залежність I Dвід V DSпри різних значеннях V GS. І прикидаєш який у тебе буде режим.

Ось, наприклад, треба тобі запитати двигун на 12 вольт, зі струмом 8А. На драйвер потупив і маєш тільки 5 вольтовий керуючий сигнал. Перше що спало на думку після цієї статті — IRF630. По струму підходить із запасом 9А проти необхідних 8. Але глянемо на вихідну характеристику:

Якщо збираєшся загнати на цей ключ ШІМ, то треба поцікавитися часом відкриття та закриття транзистора, вибрати найбільше і щодо часу порахувати граничну частоту, на яку він здатний. Зветься ця величина Switch Delayабо t on,t off, загалом, якось так. Ну а частота це 1/t. Також не зайвою буде подивитися на ємність затвора C issвиходячи з неї, а також обмежувального резистора в ланцюгу затвора, можна розрахувати постійну часу заряду затворної RC ланцюга і прикинути швидкодію. Якщо постійна часу буде більшою за період ШІМ, то транзистор буде не відкриватися/закриватися, а повисне в деякому проміжному стані, так як напруга на його затворі буде проінтегрована цим RC ланцюгом в постійну напругу.

При поводженні з цими транзисторами врахуй той факт, що статичної електрики вони бояться не просто сильно, а ДУЖЕ СИЛЬНО. Пробити затвор статичним зарядом більш ніж реально. Так що як купив, відразу ж у фольгуі не діставай поки не запаюватимеш. Попередньо заземлися за батарею і одягни шапочку з фольги:).